Основы электроники

Основной элементной базой современных статических цифровых систем являются элементы транзисторно - транзисторной логики (ТТЛ), включая элементы с диодами Шоттки, интегральной инжекционной логики (И²Л), эмиттерно - связанной логики на переключателях тока (ЭСЛ), МДП - транзисторной логики (МДПТЛ - на р- или на n - канальных МДП - транзисторах, КМДПТЛ - на комплементарных МДП - транзисторах).

Основные требования к элементной базе цифровых интегральных микросхем - это их высокое быстродействие, малая мощность рассеяния, большая плотность упаковки (количество элементов на единице площади кристалла) и технологичность процесса изготовления.

Любая из вышеперечисленных элементных баз, превосходя остальные по одному или нескольким параметрам, проигрывает им по другим параметрам.

Основой базового логического элемента ИМС может служить один из типов электронных ключей, используемых в качестве переключателей. Общие требования, предъявляемые к полупроводниковым приборам, применяемым в качестве переключателей, следующие: коэффициент усиления, больший единицы; однонаправленность передачи информации; большие коэффициенты разветвления по входу и выходу; высокая скорость переключения; малая потребляемая мощность. В качестве электронных ключей применяются кремниевые биполярные и полевые транзисторы. Ключи на полевых транзисторах меньше рассеивает мощность, в то же время применение биполярных транзисторов в качестве электрических ключей позволяет повысить их быстродействие.

9.3 Ключи на биполярных транзисторах

Простейшая схема ключа на БТ представлена на рис. 9.2. Нагрузочный резистор R_К включен в коллекторную цепь транзистора с заземленным (общим) эмиттером. Ключ должен иметь два устойчивых состояния: открытое и закрытое.

Открытому состоянию ключа соответствует режим насыщения или активный режим транзистора, а закрытому - режим отсечки.

Если на базу транзистора подать отрицательное напряжение (U_ВХ0В), то эмиттерный и коллекторные переходы окажутся включенными в обратном направлении, то есть окажутся закрытыми. В этом случае транзистор работает в режиме отсечки коллекторного тока и ключ разомкнут. Токи транзистора в режиме отсечки соответственно равны

,, . (9.1)

В результате напряжение на коллекторе транзистора

, (логическая единица U¹) (9.2),

что соответствует отключению нагрузки от источника питания (ключ разомкнут).

При наличии в цепи базы резистора R_Б напряжение на базе транзистора

(9.3)

Рис. 9.2

При работе ключа в области высоких температур резко возрастает значение I_К0 и соответственно напряжение на эмиттерном переходе. Поэтому для обеспечения нормальной работы транзистора в режиме отсечки необходимо выполнение следующего условия

(9.4),

где U_ПОР - положительное напряжение U_БЭ на эмиттерном переходе, при превышении которого транзистор переходит из режима отсечки в активный режим, то есть откроется.

Для кремниевых транзисторов, выполненных по интегральной технологии U_ПОР=0,50,6 В.

Если U_ВХ=0, то условие (9.4) перепишется как

(9.5)

Полагая U_ПОР=0,6 В и I_К0=1мкА получим, что R_Б.max=0,6 МОм.

При подаче на вход U_ВХ0,7 В (логическая единица U¹) транзистор работает в активном режиме или режиме насыщения (ключ замкнут).

Активный режим работы транзистора в схеме ключа нежелателен, так как ток нагрузки определяется не только нагрузкой R_К и напряжением источника питания Е_П, но и падением напряжения U_КЭ на транзисторе

(9.6)

то есть зависит от свойств транзистора (разброса параметров и их температурной зависимости). Кроме того, в активном режиме на транзисторе рассеивается дополнительная мощность , снижающая КПД схемы.

В режиме насыщения для кремниевых транзисторов, выполненных по интегральной технологии U_ВЫХ=U_КЭ0,25 В (логический ноль U⁰). Отдельные ключи используются главным образом в аналоговых схемах. В цифровых схемах используются ключевые цепочки. В таких цепочках каждым ключом управляет предыдущий, и сам он, в свою очередь, управляет последующим. Следовательно, если в предыдущем ключе транзистор находится в режиме насыщения, то он не сможет переключить последующий ключ.

Таким образом, если на вход ключа подать потенциал логического нуля, то на его выходе потенциал логической единицы, и наоборот, то есть такой ключ является инвертирующей схемой и его называют инвертором.

Одной из важнейших динамических характеристик является быстродействие схемы, определяемое переходными процессами при включении и выключении. Пороговое значение напряжения на выходе схемы достигается позднее, чем на входе на интервал времени t¹_З при изменение входного уровня от U⁰ до U¹ и на t⁰_З при изменении входного уровня от U¹ до U⁰. Причинами задержек является инерционность перезаряда емкостей транзисторов и нагрузки. Быстродействие схемы определяется по среднему времени задержки

.

Скорость переключения возрастает при увеличении токов, потребляемой схемой, из - за большей скорости перезаряда емкостей. Но при этом повышается потребляемая схемой мощность. Поэтому мощность и среднее время задержки оценивают с помощью параметра, называемого работой переключения A_П=Рt_З. Для современных ИМС А_П=10^-12-10^-14 Дж.

9.4 Ключи на полевых транзисторах

В качестве ключевых элементов используются обычно МДП- транзисторы с индуцированным каналом, которые при нулевом напряжении U_ЗИ обеспечивают разомкнутое состояние ключа (транзистор закрыт).

В основе базовых логических элементов на полевых транзисторах лежит ключ, в котором активный элемент и нагрузка представляют собой МДП-транзисторы. Активный и нагрузочный транзисторы могут иметь каналы одного и разного типа проводимости. При подаче на затвор активного транзистора высокого потенциала (уровень логической единицы) остаточное напряжение на его стоке составляет 50-100 мВ (уровень логического нуля). Тем самым реализуется инверсия.

Ключ на однотипных МДП - транзисторах. На рис. 9.3 приведена схема ключа на МДП-транзисторах с индуцированными каналами n- типа.

Рис. 9.3

Роль нелинейной нагрузки играет транзистор VT0. Подложка последовательно соединенных транзисторов закарачиваются на корпус, а затвор и сток нагрузочного транзистора соединены с источником питания. Е_П выбирается примерно 3U_ПОР, где U_ПОР - напряжение, при котором транзистор открыт. Следовательно, верхний транзистор всегда открыт, находится в режиме насыщения и служит для ограничения тока инвертора (динамическая нагрузка). Величина тока стока VT0 определяется формулой

(9.7)

Если на вход ключа Х подано напряжение U⁰_ВХ U_ПОР (логический ноль), то транзистор VT1 заперт, через ключ протекает ток 10^-9-10^-10 А, а напряжение на выходе близко к напряжению питания: U_ВЫХЕп (логическая единица).

Если на вход ключа подано напряжение U¹_ВХU_ПОР, то транзистор VT1 открывается и переходит в режим насыщения, при котором ток стока I_С1 определяется той же формулой (9.7), если положить U_СИ0=Е_П

. (9.8)

Сопротивление канала VT1 в режиме насыщения равно

.

Умножая ток I_С1 на сопротивление канала R, получим, что выходное напряжение

(9.9) .

Поскольку на практике U¹_ВХЕ_П. Из (9.9) видно, что для обеспечения малого значения U_ВЫХ в ключе должно выполняться соотношение В₀В₁. величина В определяется отношением ширины к длине канала Z/L.

Ключ имеет низкое быстродействие, так как фронт выходного импульса определяется не параметрами транзистора, а зарядом выходной емкости через нелинейное сопротивление нагрузочного транзистора, которое достигает сотен кОм.

Ключ на комплементарных МДП-транзисторах. Недостатком ключа на однотипных МДП-транзисторах является тот факт, что во включенном состоянии управляющего транзистора через ключ протекает ток, который не является принципиально необходимым, так как установившийся входной ток полевого транзистора практически равен нулю. От указанного недостатка свободен ключ, выполненный на комплементарных МДП-транзисторах, то есть на транзисторах с каналами противоположного типа проводимости (рис. 9.4).

Рис. 9.4

В этом ключе затворы обоих транзисторов соединены между собой и образуют входной вывод. Стоки, объединенные вместе образуют выходной вывод, а истоки совместно с подложкой подключены соответственно к источнику +Е_П и общей шине.

Оба транзистора управляются одним и тем же входным сигналом. Однако, поскольку пороговые напряжения U_ПОР этих транзисторов имеют различные знаки, состояния этих транзисторов при любом из уровней входного сигнала будут противоположными. Когда открыт один транзистор, закрыт другой. Действительно, если на входе Х=U⁰_ВХ, то затвор транзистора VT0 будет иметь отрицательный потенциал относительно его подложки, равный U⁰_ВХ-Е_П=-Е_П. Следовательно, транзистор VT0 будет открыт. В то же время потенциал затвора транзистора VT1 относительно его подложки будет меньше порогового напряжения и этот транзистор будет закрыт. Если Х=U¹_ВХ, то транзистор VT1 откроется, а транзистор VT0 закроется, поскольку теперь напряжение на его затворе относительно подложки будет равно

.

Таким образом, в любом стационарном состоянии схемы один из транзисторов закрыт, поэтому схема практически не потребляет мощности от источника питания. Однако в процессе переключения схемы в течение какого-то времени оба транзистора открыты, т.к. второй еще не успевает закрыться. Потребляемая мощность ключа на комплементарных транзисторах в десять раз меньше мощности, потребляемой ключом на однородных МДП-транзисторах. Однако быстродействие схем одинаково и определяется временем перезаряда выходной емкости ключа, одинаковой для обоих типов ключей.

9.5 Базовые элементы логических интегральных схем

По принципу построения базовые элементы в виде логических ИМС подразделяются на следующие группы: диодно - транзисторные логические элементы (ДТЛ); (ТТЛ); (ЭСЛ); элементы на МДП- транзисторах; (И²Л). Тип электронных ключей определяет тип логики.

Если ключ содержит помимо транзисторов другие электрорадиоэлементы (резистор, диод), то это снижает уровень интеграции и поэтому эти типы логики не используются в качестве базовых элементов в ЦИС средней и большой интеграции. Ниже рассматриваются базовые элементы, используемые в современных цифровых интегральных устройствах.

Элементы транзисторно - транзисторной логики (ТТЛ). В этом типе логики используется инвертор на многоэмиттерном транзисторе (МЭТ), управляемого электронными ключами. Схема ТТЛ с простым инвертором на выходе показана на рис. 9.5 а.

Положим, что на входе Х1 и Х2 имеется потенциал логической единицы (2,4 В). Тогда эмиттерные переходы МЭТ закрыты и ток по цепи: источник Е_П - резистор R1- открытый коллекторный переход МЭТ направляется в базу транзистора VT1, из - за чего VT1 переходит в режим насыщения и на его коллекторе устанавливается низкий потенциал логического нуля (0,4 В).

Рис. 9.5

Теперь предположим, что на оба входа поданы низкие уровни напряжения (потенциал логического нуля). В этом случае эмиттерные переходы МЭТ будут смещены в прямом направлении, как и коллекторный переход. МЭТ перейдет в режим насыщения. Ток базы транзистора МЭТ возрастет, а ток коллектора этого транзистора, а значит, ток базы VT1 существенно уменьшится. Ток в транзисторе МЭТ протекает теперь в основном по следующему пути: источник питания Е_П- резистор R1- база - эмиттеры МЭТ - источник сигналов на входах - общая шина. Так как ток базы транзистора VT1 практически равен нулю, то этот транзистор закрывается и на выходе схемы появляется высокий уровень напряжения (2,4 В) (логическая единица).

Очевидно, что картина существенно не изменяется, если логический 0 будет подан только на один вход. Следовательно, логическая 1 на выходе будет иметь место, если имеется логический 0 хотя бы на одном из входов. Логический 0 на выходе имеет место тогда и только тогда, когда на всех входах имеет место логическая 1. Составив таблицу истинности, увидим, что элемент выполняет операцию 2И-НЕ. Описанный элемент не нашел широкого применения из-за низкой помехоустойчивости, малой нагрузочной способности и малого быстродействия при работе на емкостную нагрузку С_Н (через большое сопротивление R2).

Улучшенными параметрами по сравнению с рассмотренной схемой обладает базовый элемент ТТЛ со сложным инвертором (рис. 9. 5 б). Этот элемент состоит их трех каскадов:

- входного многоэмиттерного транзистора МЭТ с резистором R0, реализующих логическую операцию И;

- фазорасширителя на транзисторе VT1, с резисторами R1 и R2;

- двухтактного выходного усилителя на транзисторах VT2 и VT3, резисторе R3 и диоде VD.

Такая схема имеет значительно меньшее выходное сопротивление, чем ускоряется перезаряд емкости нагрузки.

Как и в простейшей схеме для того, чтобы на выходе схемы установился уровень U¹, необходимо хотя бы на одном из эмиттеров МЭТ иметь уровень логического нуля. При этом транзисторы VT1 и VT3 запираются, а VT2 открывается, так как на коллекторе VT1 напряжение будет высоким.

Емкость нагрузки С_Н заряжается через транзистор VT2 и диод VD. Резистор R3 ограничивает ток через транзистор VT2, защищая его от перегрузок.

При подаче на все эмиттеры МЭТ уровней U¹ транзисторы VT1 и VT3 насыщены, транзистор VT2 практически закрыт. Емкость нагрузки С_Н быстро разряжается через насыщенный транзистор VT3. Дальнейшее повышение быстродействия схемы ТТЛ связано с использованием в ней диода и транзисторов Шоттки. Эта модификация обозначается ТТЛШ.

Элемент эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ). Элемент ЭСЛ (рис. 9.6) выполняется на основе переключателя тока, напоминающего ДК. При двух логических входах одно плечо состоит из двух транзисторов (VT1 и VT2), другое - из транзистора VT3.

Для повышения нагрузочной способности и уменьшения задержки распространения сигнала переключатель дополнен эмиттерным повторителем на транзисторе VT4. На базе VT3 опорное напряжение - Е₀,

Рис. 9.6

Цель работы: изучить статические характеристики и дифференциальные параметры полевого транзистора, исследовать влияние температуры на работу транзистора.

1. Подготовка к лабораторной работе

В лабораторной работе исследуется полевой транзистор с каналом р-типа, устройство которого и условное обозначение показаны на рис. 3.1.

Рис. 3.1.

Управление током стока осуществляется путем подачи на затвор, то есть на управляющий р-n-переход, обратного напряжения U_ЗИ>0. При увеличении запирающего напряжения U_ЗИ увеличивается ширина области объемного заряда. Соответственно уменьшается ширина канала, увеличивается его сопротивление R_K, а следовательно, уменьшается ток стока I_С при заданном напряжении между стоком и истоком U_СИ. В качестве иллюстрации управляющая характеристика I_C(U_ЗИ) приведена на рис 3.2.

Напряжение на затворе, при котором области объемного заряда управляющего р-n-перехода и р-n-перехода подложка-канал смыкаются, и ток стока I_C становится равным нулю, называется пороговым напряжением U_ПОР.

Рис. 3.2.

Управляющую характеристику полевого транзистора в режиме насыщения удобно аппроксимировать зависимостью

, (3.1)

где I_{C max} - начальный ток стока, соответствующий U_ЗИ = 0.

По управляющей характеристике (рис. 3.2) может быть рассчитана крутизна транзистора

.

При использовании аппроксимации (3.1) выражение для крутизны имеет вид

, (3.2)

Семейство выходных характеристик полевого транзистора показано на рис. 3.3. Начальный участок характеристики (U_СИ<U_СИ.НАС) соответствует линейному режиму. В этом режиме канал существует на всем промежутке исток-сток, поэтому ток стока возрастает с ростом U_СИ по закону, близкому к линейному.

При U_СИU_СИ.НАС транзистор переходит в режим насыщения, в котором ток стока I_С слабо зависит от напряжения на стоке U_СИ. Напряжение насыщения U_СИ.НАС, являющееся границей двух режимов, зависит от напряжения на затворе U_ЗИ и рассчитывается по формуле: U_{СИ НАС} =U_ЗИ-U_ПОР. По выходным характеристикам (рис.3.3) может быть рассчитано выходное сопротивление

(3.3)

Оно велико в режиме насыщения, поэтому при использовании транзистора для целей усиления точка покоя схемы выбирается в этом режиме. Выходное сопротивление транзистора в линейном режиме зависит от напряжения на затворе U_ЗИ и приближенно может быть рассчитано как отношение напряжения U_СИ к току I_С в выбранной рабочей точке, или по формуле 3.3.

Рис. 3.3.

, (3.3)

где .

2. Задание на выполнение работы

2.1. Ознакомиться со схемой исследования (рис.3.4), измерительными приборами и паспортными данными полевого транзистора КП103, исследуемого в работе (см.прил. П5).

Зарисовать цоколевку и записать в протокол предельно допустимые параметры U_{СИ ДОП}, I_{С ДОП}, P_ДОП исследуемого транзистора. Собрать схему по рис. 3.4.

2.2. Снять две управляющие характеристики транзистора при напряжениях на стоке U_СИ=1/3U_{СИ ДОП} и 2/3U_{СИ ДОП} (U_{СИ ДОП} -допустимое напряжение на стоке берется из паспортных данных). Результаты измерений занести в табл.3.1 и по ним построить семейство управляющих характеристик. В ходе эксперимента напряжение U_ЗИ следует изменять от 0 до порогового напряжения U_ПОР.

Рис. 3.4.

Таблица 3.1

2.3. Снять семейство выходных характеристик I_С=f(U_СИ) при трех значениях напряжения на затворе U_ЗИ=0; 0,25U_ПОР; 0,5U_ПОР.

До проведения эксперимента следует построить в системе координат I_С - U_СИ область дозволенных режимов работы транзистора (рис.3.5).

Пояснение:

Для построения линии Р_{С ДОП} произвольно выбирается несколько значений U_СИ в пределах от 0 до U_{СИ ДОП} и в этих точках рассчитывается ток стока I_С=P_{С ДОП}/U_СИ.

Рис. 3.5.

Экспериментальные точки заносить в табл.3.2 и сразу же отмечать на заготовленном графике (рис.3.5). При этом необходимо следить, чтобы не выйти за область дозволенных режимов работы транзистора.

Таблица 3.2

2.4. Исследовать влияние температуры на статические характеристики транзистора. Поместив исследуемый транзистор в термостат и установив нужное значение температуры, снять две управляющие характеристики I_С=f(U_ЗИ) при напряжении на стоке U_СИ=1/3U_{СИ ДОП} и температуре Т=40° и 80°С.

Результаты измерений занести в табл.3.3 и по ним построить две управлявшие характеристики I_С=f(U_ЗИ) при T=40° и 80 С.

Таблица 3.3

3. Обработка результатов эксперимента.

3.1. Управляющие характеристики, снятые в п.2.2, аппроксимировать выражением (3.1). Результаты аппроксимации отразить на том же графике I_С=f(U_ЗИ).

3.2. Пользуясь управляющими характеристиками, определить крутизну транзистора в следующей рабочей точке: U_СИ=1/3U_{СИ ДОП}, U_ЗИ=0,5U_ПОР. Рассчитать S в этой же точке по формуле (3.2).

3.3. На семействе выходных характеристик, снятых в п.2.3, укажите границу между режимами линейным и насыщения, которая соответствует уравнению U_{СИ НАС}=U_ЗИ - U_ПОР.

3.4. Пользуясь выходными характеристиками, определить выходное сопротивление транзистора в следующих рабочих точках:

- в режиме насыщения (U_СИ=1/3U_{СИ ДОП}, U_ЗИ=0,25 U_ПОР);

- в линейном режиме при U_СИ=0 и трех значениях U_ЗИ=0; 0,25U_ПОР; 0,5U_ПОР.

Результаты расчета занести в табл.3.4 и построить по ним для линейного режима зависимость r_ВЫХ от U_ЗИ.

Таблица 3.4

3.5. На управляющих характеристиках, снятых в п.2.4, найти координаты I_СТ и U_ЗИТ термостабильной точки, в которой пересекаются управляющие характеристики, снятые при разных температурах.

4. Содержание отчета.

Отчет должен содержать:

- справочные данные исследуемых транзисторов;

- схему исследования;

- таблицы и графики снятых зависимостей;

- результаты аппроксимации управляющих характеристик, расчетов

крутизны S и выходного сопротивления транзистора r_ВЫХ.

Цель работы: изучить методики измерения основных параметров операционных усилителей.

1. Подготовка к лабораторной работе

Операционный усилитель (ОУ) в интегральном исполнении - это универсальная аналоговая микросхема, представляющая собой двухвходовый дифференциальный широкополосный усилитель постоянного тока, на выходе которого формируется сигнал, равный по величине усиленной разности входных сигналов.

Операционным он назван потому, что предназначен для выполнения математических операций над входными сигналами при использовании его в электрической схеме с цепью внешней обратной связи. При соответствующем выборе элементов этой цепи ОУ может использоваться для сложения, вычитания, перемножения, усреднения, интегрирования, дифференцирования, логарифмирования и т.п. При этом точность выполнения указанных операций тем выше, чем больше коэффициент усиления и входное сопротивление ОУ и чем меньше выходное сопротивление.

Количество параметров, характеризующих ОУ, достигает нескольких десятков.

К основным относятся:

- коэффициент усиления ОУ без обратной связи К_U, Обычное значение K_U - несколько десятков-сотен тысяч;

- коэффициент ослабления синфазных входных сигналов - К_ос.сф характеризует способность ОУ ослаблять (т.е. не усиливать) сигналы, приложенные одновременно к обоим входам. Как правило, К_ос.сф выражают в децибелах:

- входное напряжение сдвига (смещения) - U_см. Это величина напряжения, которое необходимо подать на вход ОУ для того, чтобы напряжение на его выходе стало бы равно нулю. Этот параметр характеризует неидеальность ОУ и обусловлен неидентичностью транзисторов входного каскада. Типичное значение U_см составляет доли милливольт-десятки милливольт;

- входные токи - I_вх. Это токи, протекающие через входные выводы ОУ при нулевых входных напряжениях, обусловленные базовыми токами входных биполярных транзисторов, либо токами утечки затворов в случае использования полевых транзисторов во входном каскаде ОУ. Типичные значения I_вх - доли наноампер-десятки микроампер (10^-10...10^-15А);

- разность входных токов - I_вх может достигать 10...20%. Она характеризует степень неидентичности транзисторов входного каскада ОУ;

- скорость нарастания выходного напряжения U_u.вых - отношение изменения U_вых от 10% до 90% от своего номинального значения ко времени, за которое произошло это изменение. Параметр характеризует скорость отклика ОУ на ступенчатое изменение входного сигнала;

- частота единичного усиления - f1 - значение частоты входного сигнала, при котором значение коэффициента усиления ОУ по напряжению падает до единицы. Данный параметр определяет максимально реализуемую полосу усиления ОУ.

Условные графические обозначения ОУ и назначения выводов приведены на рис.4.1 а, б.

Обратите внимание, что для питания ОУ используются два источника -Uп и +Uп. Кроме того, следует иметь в виду, что ОУ, не имеющие внутренней коррекции частотной характеристики, без элементов внешней коррекции возбуждаются.

А )б)

Рис. 4.1.

1 - неинвертирующий вход ОУ;

2 - инвертирующий вход ОУ;

3,4 - выводы для подключения внешних элементов коррекции амплитудно-частотной характеристики

5,6 - выводы для подключения внешних элементов балансировки;

7 - выход ОУ;

8 - вывод для подключения источника питания положительной полярности;

9 - вывод для подключения источника питания отрицательной полярности;

10 - вывод для соединения с общей шиной (нулевой потенциал) схемы.

Расположение выводов, параметры и типовые схемы коррекции ОУ, исследуемых в лабораторной работе, приведены в приложении. Следует помнить, что на принципиальных схемах устройств на основе ОУ допускается не указывать имеющиеся цепи питания и стандартные схемы коррекции.

2. Задание на выполнение лабораторной работы

Пользуясь приложением, зарисовать условное обозначение исследуемого ОУ (с указанием номеров выводов и элементов коррекции), выписать значения предельных параметров.

2.1. Определить предельное значение коэффициента усиления ОУ (K_U).

Вследствие значительной величины K_U=10⁴...10⁶ его непосредственное измерение затруднительно. Поэтому это значение K_U получают в результате расчета.

2.1.1. Собрать схему согласно рис.4.2 (цоколевка ОУ приведена в приложении). (Напомним, что схема частотной коррекции не показана, хотя и должна быть собрана. В дальнейшем будут опущены и элементы питания Е3).

Рис. 4.2.

2.1.2. Установить на выходе генератора (1) синусоидальный сигнал с амплитудой U_Г=l В и частотой f_Г=l0..20 Гц. При этом на экране осциллографа 2 должен наблюдаться неискаженный сигнал (если наблюдаются искажения, то необходимо уменьшить U_Г).

2.1.З. С помощью вольтметра (3) измерить переменные напряжения U₁ (между точкой "A" и общим проводом) и U_ВЫХ, затем рассчитать K_U по формуле:

2.2. Определить напряжение смещения (U_см) и входной ток (I_вх) операционного усилителя.

По причине малости этих величин непосредственное измерение U_см и I_вх затруднительно и поэтому их значения определяют расчетным путем.

2.2.1. Собрать схему согласно рис. 4.3 (на схеме источники питания и цепи коррекции не показаны)

2.2.2. Установить перемычку П1 (вместо резистора R1), соединяющую неинвертирующий вход ОУ (на схеме со знаком "+") с общим проводом. Записать величину постоянного напряжения U_ВЫХ1, которое показывает вольтметр.