Активные и пассивные устройства широкополосного согласования тракта антенн сверхвысотночастотного диапазона

Z_вх(z_ш) = jX_ш = jW_шtg(l_ш).

Найдем входную проводимость этого шлейфа:

Y_вх.ш = 1/Z_вх.ш = jB_ш = (-j/W_ш)сtg(l_ш).

Учитывая, что = /_ф =2f/_ф, получаем:

B_ш = (-1/W) сtg(2fl_ш/_ф).

Таким образом, подбором величины волнового сопротивления шлейфа и его длины можно изменять наклон кривой В_ш и полосу частот, в которой реактивная проводимость изменяется в допустимых пределах.

Активная составляющая проводимости нагрузки при необходимости может быть согласована с помощью четвертьволнового трансформатора.

Рис. 2.10 Ступенчатый трансформатор

3.2 Ступенчатые трансформаторы

Ступенчатые трансформаторы применяются для согласования линии с активной нагрузкой или нагрузкой, имеющей небольшую реактивную составляющую. Например, согласование при сочленении двух линий передачи с различными волновыми сопротивлениями достигается с помощью промежуточного нерегулярного отрезка линии, называемого трансформатором или переходом. Ступенчатые трансформаторы представляют собой каскадное включение отрезков линий передачи с различными волновыми сопротивлениями (рис. 2.10.), но имеющими одинаковую длину l. Волновые сопротивления соседних ступенек отличаются на небольшую величину, и отражения от них невелики. Принцип работы ступенчатого трансформатора заключается в том, что всегда найдется хотя бы пара ступенек, отражение от которых компенсируется. Чем больше ступенек, тем лучше согласование и шире полоса пропускания. Структура трансформатора определяется числом ступенек п. Рис. 2.10. Ступенчатый длиной ступеньки l и отношением трансформатор волновых сопротивлений соседних ступенек.

Свойства трансформатора описываются его частотной характеристикой, которая представляет собой зависимость рабочего затухания L от частоты. Под рабочим затуханием понимают величину:



L = P_вх/P_вых или L = 10lg(P_вх/P_вых) [дБ],

где Р_вх, Р_вых - мощность на входе и выходе трансформатора соответственно. Затухание в трансформаторе определяется отражениями от его входа в полосе частот. При этом в качестве аргумента функции рабочего затухания L берут величину = 2l/ = 2l/c, где с скорость света в вакууме. Поэтому частотная характеристика трансформатора представляет собой зависимость рабочего затухания L от электрической длины ступеньки.

Определение структуры трансформатора по заданным полосе частот 2f и допустимому рассогласованию K_св.доп является задачей синтеза согласующего устройства. Решение этой задачи рассмотрено, например, в монографии Кац Б.М. и др. "Оптимальный синтез устройств СВЧ с Т-волнами" / Под ред. В. П. Мещанова. - М.: Радио и связь, 1984. - 288 с.

Наибольшее распространение на практике имеют трансформаторы с частотными характеристиками двух типов: 1) чебышевская характеристика; 2) максимально плоская характеристика. Чебышевская характеристика описывается полиномами Чебышева и имеет вид:

L = l + h²T_n²(tcos),

где h, l - масштабные коэффициенты; Т_n - полином Чебышева первого рода n-го порядка; n - число ступенек трансформатора. Типичный график чебышевской характеристики при n = 3 представлен на рис. 2.11, a, где b_п - затухание в полосе пропускания 2_п, b₃ - затухание в полосе заграждения 2_з. Характерным для чебышевских характеристик является наличие равноамплитудных осцилляции, число которых n + 1 на единицу превышает число ступенек трансформатора.

Максимально плоская характеристика описывается функцией вида



L = l + h²(tcos)²ⁿ.

График максимально плоской характеристики показан на рис. 2.11, б. Следует отметить, что основное отличие трансформаторов с чебышевской и максимально плоской характеристиками состоит в том, что при одинаковых параметрах перехода (b_п, b_з) трансформатор с максимально плоской характеристикой имеет большую длину, но более линейную фазочастотную характеристику.

Из выражений, определяющих функции рабочего затухания L, следует, что относительно аргумента они периодические с периодом . Практически используется лишь первый период функции, для которого длины ступенек получаются наименьшими.

Рис. 2.11. Частотные характеристики ступенчатых трансформаторов: а - чебышевская, б - максимально плоская

3.3 Плавные переходы

Плавные переходы используются также для согласования активных нагрузок и могут рассматриваться как предельный случай ступенчатого перехода при увеличении числа ступенек п до бесконечности и неизменной длине перехода. Частотные характеристики плавных переходов непериодические. Наиболее часто употребляются на практике экспоненциальный переход, чебышевский переход и вероятностный переход, являющийся предельным случаем ступенчатого перехода с максимально плоской характеристикой.

Плавный переход, по существу, является нерегулярной двухпроводной линией передачи, в которой погонные параметры и волновое сопротивление - функции продольной координаты. При этом эквивалентная схема элементарного участка такой линии длиной dz имеет вид, как и для регулярной линии (см. рис. 1.10). Поэтому остаются справедливыми телеграфные уравнения (1.2). Все входящие в эти уравнения величины зависят от z. В частности, для двухпроводной экспоненциальной линии (рис. 2.12) при увеличении z растет |Z₁|, а |Y₁| уменьшается.

Рис.2.12 Плавный переход в виде экспоненциальной линии

Это обусловлено увеличением погонной индуктивности L₁ и уменьшением погонной емкости С₁ вызванными увеличением расстояния между проводами. Можно подобрать геометрию линии так, чтобы оставалась постоянной вдоль линии величина k = . Можно показать, что волновое сопротивление в такой линии изменяется по экспоненциальному закону:

W = W₀e^bz, b 0,

где W₀ - волновое сопротивление в начале линии; b - коэффициент, определяющий скорость изменения волнового сопротивления вдоль линии. Подбирая значения W₀ и b, можно обеспечить широкополосное согласование. Эффективность согласования зависит от скорости изменения волнового сопротивления вдоль линии. Чем медленнее изменяется W, тем шире полоса согласования и больше длина перехода.

Недостатком плавных экспоненциальных переходов является их большая длина при значительных перепадах волнового сопротивления. Например, при W(z=l) /W₀ = е^bl = 7,4 и допуске на рассогласование |Г_max| 0,05 длина перехода l 3. При этом длина оптимального че-бышевского перехода в 34 раза меньше. Среди плавных переходов при одинаковых перепадах волновых сопротивлений, нижней граничной частоте и допуске на рассогласование наименьшую длину имеют чебышевские переходы.

Сравнение ступенчатых и плавных переходов показывает, что при одинаковых параметрах длина ступенчатого перехода заметно меньше, чем плавного. Однако при этом полоса пропускания плавного перехода гораздо шире. При повышенных требованиях к электрической точности плавный переход предпочтительнее ступенчатого. Снижение электрической прочности последнего объясняется концентрацией электромагнитного поля в местах стыков отдельных ступенек. Следует отметить, что существует теоретическое ограничение на ширину полосы согласования, которое устанавливается теоремой Фано:

2f/f = /(Q ln|Г|),

где Q - добротность нагрузки, определяемая как отношение реактивной мощности, накапливаемой в нагрузке на средней частоте f₀, к мощности тепловых потерь. Согласование невозможно также на частотах, соответствующих бесконечно большим реактивным сопротивлениям или проводимостям нагрузки.



4. Пассивные СВЧ устройства

Пассивные СВЧ устройства являются узлами, выполненными из отрезков линий передач. К ним относятся регулярные линии передачи, согласующие цепи, делители и сумматоры мощности, частотно-избирательные и невзаимные устройства, переключатели, устройства управляющие амплитудой и фазой проходящих сигналов. Другими словами, это устройства, в которых нет источников СВЧ колебаний.

В ГИС СВЧ диапазона применяют несимметричные полосковые линии, щелевые линии и компланарные волноводы. Основой микрополосковой линии передачи является несимметричная полосковая линия.

В несимметричной микрополосковой линии существуют 6 составляющих полей Е и Н, т.е. кроме волны типа Т там присутствуют волны высших типов. Наличие этих волн приводит к зависимости фазовой скорости от частоты, т. е. линия обладает дисперсией. В настоящее время строгой теории несимметричной полосковой линии нет, поэтому:

Очевидно, что чем больше диэлектрическая проницаемость материала подложки и ее толщина h, тем ближе э к . Так, например, для подложки из окиси алюминия ( = 10) _э=6,8, высокоомного кремния ( = 12) _э = 7 (W₀/h = 1). Длина волны в линии и фазовая скорость без учета дисперсии составляют:

Выражения (1)--(3) получены в предположении, что в линии распространяется только волна типа Т. С ростом частоты (увеличением всех размеров линии в долях длины волны) увеличивается относительное содержание волн высших типов. Линия становится системой дисперсионной. Частотные зависимости учитывают поправкой к эффективной диэлектрической проницаемости `_э = _э + j.

Частота, выше которой уже необходимо учитывать зависимость _э, от частоты, определяется формулой

(4)

Как следует из формулы (4), для уменьшения дисперсионных свойств линии необходимо уменьшать h и , т. е. уменьшать размеры линии в длинах волн.

Активные потери в несимметричной полосковой линии складываются из потерь в металле полоски и основания линии _м, потерь в диэлектрике подложки , и потерь на излучение _и: = _м + + _и

Выражения для коэффициентов затухания _м [дБ/м] и [дБ/м] имеют следующий вид:

(5)

(6)

Здесь f -- частота, Гц; -- проводимость материала основания и полоски, 1/Ом*м; tg--тангенс угла диэлектрических потерь. На частоте f == 10 ГГц, например, коэффициент затухания линии с волновым сопротивлением Z₀ = 50 0м, материалом проводников-- медью на диэлектрической подложке с = 10 имеет следующий порядок: _м = 0,5; 0,95; 2 дБ/м при h=1; 0,5; 0,25 м соответственно. Как видно из приведенного примера, потери в линии увеличиваются с уменьшением толщины подложки h.

Материалы, применяемые для подложек, имеют весьма малый tg (1...2)10^-4, поэтому коэффициенты затухания в диэлектрике до частот f = 10 ГГц < 0,1 дБ/м, т. е. потери в диэлектрике значительно меньше потерь в проводниках линии.

Коэффициент затухания, обусловленный излучением, в правильно изготовленной регулярной линии мал, и им обычно пренебрегают. На высоких частотах (f > 10 ГГц) при наличии нерегулярностей возрастает уровень волн высших типов и потери на излучение становятся заметными.

Максимальная передаваемая по несимметричной полосковой линии средняя мощность ограничивается допустимым нагревом подложки и проводников. Ориентировочные значения предельных мощностей линии с поликоровой и сапфировой подложками составляют 80...100 Вт.

Предельная импульсная мощность определяется допустимым значением напряженности электрического поля в подложке. Эта мощность составляет несколько киловатт при скважности сигнала более 50.

Для уменьшения паразитных связей с соседними цепями, герметизации микросборок и механической защиты линии применяют экранированные микрополосковые линии (рис. 2.7). Близость крышки экрана к полоске изменяет параметры линии. Волновое сопротивление линии и эффективная диэлектрическая проницаемость при этом уменьшаются. Например, при = 7,5; w/h = 1 установка экрана на высоте b/h = 2 уменьшает волновое сопротивление Zo = 65 0м до 55 0м и _э = 4,8 до 4. При расстоянии до экрана b/h > 5 параметры линии изменяются мало, поэтому располагать экран ближе к линии не следует.



В последние годы разработаны еще два типа линии передачи для пленочных микросхем: щелевая линия и компланарный волновод. У этих типов линий все проводники расположены на одной поверхности подложки. Щелевая линия образуется одной узкой щелью в проводящем слое, нанесенном на одну сторону подложки. В компланарном волноводе две щели. Конструкция этих линий оказывается удобной при параллельном включении в них различных сосредоточенных элементов, в том числе и активных полупроводниковых приборов.

Структура поля в щелевой линии и компланарном волноводе существенно отличается от структуры поля волны типа Т. Поле щелевой линии, например (рис. 2.8), имеет продольную составляющую магнитного поля Н, т. е. это фактически волна типа H, хотя ее критическая частота равна нулю. В этих линиях могут распространяться колебания любой частоты, вплоть до f = 0.

Надо отметить, что в названии щелевой линии имеется терминологическая неточность. В электродинамике и технике СВЧ волноводом принято называть тракт, структура поля которого имеет продольные составляющие полей Е или Н (металлический, диэлектрический, лучевой волноводы). С этой точки зрения щелевая линия является волноводом.

Подложки рассматриваемых линий выполняют из материалов с высокой диэлектрической проницаемостью. Это обеспечивает концентрацию поля вблизи щели. Фазовая скорость, длина волны и волновое сопротивление таких линий зависят от частоты, т. е. эти системы дисперсионные.



Отметим еще одно свойство этих типов линии. Магнитное поле имеет две ортогональные составляющие, сдвинутые по фазе. Следовательно, в линиях есть области эллиптической поляризации магнитного поля. Если в этих областях разместить намагниченный поперечным магнитным полем феррит, то, используя эффект Коттона--Мутона и поперечный ферромагнитный резонанс феррита, можно создать невзаимные приборы: вентили, циркуляторы, фазовращатели с дифференциальным фазовым сдвигом. Остановимся более подробно на щелевой линии. В нулевом приближении все фазовые характеристики поля определяются с помощью эффективной диэлектрической проницаемости, которая зависит от материала подложки:

7

Последующие приближения, требующие решения граничной задачи, показывают зависимость _э от частоты и геометрии линии (рис. 2 10). Здесь же приведена кривая для несимметричной микрополосковой линии.

Следует оговорить понятие волнового сопротивления щелевой линии. Поскольку поле в щелевой линии не потенциальное, волновое сопротивление здесь вводится как волновое сопротивление линии, эквивалентной волноводу. Отсюда и его зависимость от частоты (рис. 2.11). Здесь же дана кривая волнового сопротивления несимметричной микрополосковой линии.

Омические потери обоих типов линий примерно одинаковы. Возбуждать щелевую линию можно или микрокоаксиальным кабелем, или несимметричной линией. В первом случае внешний проводник коаксиала соединяют с одной металлической пластиной, внутренний -- с другой.



Интересные возможности для создания миниатюрных СВЧ устройств открываются при объединении щелевой и несимметричной линий. В этих устройствах щель расположена на одной стороне подложки, полоска -- на другой Изменяя расстояние между щелью и полоской, можно изменять связь между линиями. Таким образом, легко изготовить направленный ответвитель с распределенной связью.

Полосно-заграждающий фильтр (ПЗФ) можно построить, используя в качестве резонаторов резонансные щели, а в качестве возбуждающих резонаторы устройств -- полоску на обратной стороне подложки (рис. 2.12, а). Полосно-пропускающий фильтр (ППФ) можно создать на основе щелевой линии (рис 2 12, б). Резонансными системами здесь также служат полуволновые щели.

Если в области эллиптически - поляризованного магнитного поля щелевой линии разместить поперечно-намагниченный феррит, то можно создать невзаимные устройства. В фазовращателях, изображенных на рис. 2 13, использованы железо-итгриевые гранаты (ЖИГ). Такой фазовращатель создает невзаимный фазовый сдвиг в 12 град/см. Наилучшие образцы фазовращателей создавали фазовый сдвиг в 28 град/см. Соответственно для создания гиратора (сдвиг 180°) длина фазовращателя должна быть равной 6,5 см.

Конструкция компланарного волновода (рис 2 14) также удобна для параллельного включения сосредоточенных элементов. Компланарный волновод легко возбудить с помощью коаксиального перехода. При этом центральный проводник коаксиальной линии 1 соединяется с центральной полоской волновода 2. Такие переходы имеют удовлетворительные характеристики в широкой полосе частот.

На основе компланарного волновода также созданы невзаимные устройства. Так, в компланарном резонансном вентиле ферритовые пластины размещены в обеих щелях. Один из таких вентилей, выполненный на монокристаллической рутиловой подложке, при частоте f 6 ГГц имел прямые потери 2 дБ и обратные 37 дБ. Общая длина вентиля 20 мм. Ширина центральной полоски 0,76 мм, толщина подложки 0,63 мм. Ферритовые пластинки размером 0,25 0,13 15мм размещены в щелях волновода.

Фазовые характеристики поля в компланарном волноводе, как и в щелевой линии, рассчитывают по приближенным формулам. Волновое сопротивление волновода выражается через погонную емкость С_n и фазовую скорость V_ф:

(8)

Где

С_n=( + 1) ₀2a/b; a/b = k(n)/k (n);

n = a₁/b₁; k(n) = k(n);

k - полный элептический интеграл первого рода.

Значение волнового сопротивления при = 20, a₁/b₁ = 0.1 составляет примерно 50 0м.

Таковы основные параметры регулярных микрополосковых линий, которые являются элементной базой для построения сложных узлов СВЧ.

Делители мощности могут быть ненаправленными и направленными.

Рис.2.15 Тройник несимметричной линии с двухступенчатым согласующим трансформатором.

Ненаправленные делители используют для деления мощности на два канала или для суммирования мощностей двух сигналы. Они представляют собой тройники, т. е. шестиполюсные устройства. Как известно, шестиполюсные устройства не могут быть согласованы одновременно со всех трех плеч. Одновременное согласование со всех трех плеч приводит к развязке между какими-либо плечами. Однако со стороны одного или двух плеч такие тройники могут быть согласованы с помощью ступенчатых согласующих трансформаторов (рис. 2.15). Выбирая закон изменения волнового сопротивления трансформатора, можно обеспечить требуемую частотную характеристику делителя. Наибольшее применение нашли чебышевская и максимально-плоская характеристики. Расчет тройника включает расчет регулярной линии и ступенчатого трансформатора.

Наибольшее применение в микрополосковой технике нашли направленные кольцевые делители мощности с развязывающим сопротивлением (рис. 2.16). Их применяют для разветвления и суммирования сигналов в системах питания фазированных антенных решеток (ФАР), мощных усилителях на транзисторах, в смесителях, переключателях и т. п.



Значение волнового сопротивления кольца делителя с равным делением мощности равно . Развязывающее сопротивление R = 2Z_o выполняется в виде поглощающей пленки. Длина полукольца . Типовые параметры делителя следующие: в полосе частот f_max/f_min = 1,4, Ксв 1,22, развязка выходных плеч более 20 дБ.

Кольцевые дели гели могут быть изготовлены и для неравного деления мощности, Р₁/Р₂= п². В одном из таких делителей (рис 2.16, б) длины полуколец остаются равными четверчи длины волны в линии, а их волновые сопротивления соответственно равны

Отношение Р₁/Р₂ должно быть не более четырех. При большем соотношении мощностей делитель трудно согласовать с входными линиями.

Направленные ответвители и мостовые схемы. В микрополосковых линиях, как правило, используют направленные ответвители с распределенной связью. Ответвители этого типа (рис. 2.17) являются противонаправленными, т. е. у них отсутствует связь между плечами 1--4 и 2--3. Исходной величиной для расчета ответвителя является переходное затухание с [дБ] = 10 lg P1/P2. По этой величине рассчитывают сопротивление связи и геометрические размеры полосок.

Из мостовых схем в микрополосковой технике наибольшее распространение получили шлейфные мосты (рис. 2.18) и гибридные кольца (рис. 2.19).

В простейшем случае двухшлейфного моста, называемого квадратным мостом, волновые сопротивления вертикальных плеч равны

Z_o, а горизонтальных Z1 = Zo/sqr(2). Для расширения полосы рабочих частот и изменения степени деления мощности в выходных плечах применяют многошлейфные схемы. Устройство и принцип работы микрополоскового гибридного кольца такие же, как и у гибридного кольца на других типах линий.



Для уменьшения габаритов мостовых схем и кольцевых делителей в микрополосковом исполнении в метровом и дециметровом диапазонах можно выполнять на сосредоточенных L-, С- элементах. На центральной частоте четвертьволновому отрезку линии эквивалентны П- или Т- звенья фильтров нижних (ФНЧ) или верхних (ФВЧ) частот (рис. 2.20), если элементы ФНЧ, например, выбраны из условий

(9)

Возможны различные варианты построения схем на сосредоточенных элементах. Кольцевой делитель, например, может быть реализован в соответствии со схемами, представленными на рис. 2.21.

Как видно из рис. 2.22, частотные зависимости делителей на сосредоточенных элементах выражены сильнее, чем зависимости делителей на отрезках линий. Однако в полосе 10% Ксви< 1,1, переходное затухание C₃₁ 3,05 дБ, развязка плеч С₂₃ >= 25 дБ. Следовательно, в этой полосе частот делители (сумматоры) на сосредоточенных элементах могут заменять схемы из отрезков линий.

В микрополосковых устройствах широко используют частотно-избирательные фильтры. ФНЧ обычно имеют ступенчатую структуру. Полосовые фильтры (ППФ.ПЗФ) выполняют на резонансных отрезках линий, связанных электромагнитной и кондуктивной связью. Строгая теория фильтров на микрополосковой линии отсутствует. Следовательно, и расчет фильтра будет приближенным. Экспериментальная настройка микрополоскового фильтра чрезвычайно затруднена из-за малых размеров всех элементов.

Рис.2.22. Частотные зависимости параметров кольцевого делителя на сосредоточенных П звеньях (___) и на отрезках линии (---)

Кроме того, относительно высокие потери в микрополосковой линии не позволяют изготовить очень узкополосные фильтры. В последние годы исследуются вопросы построения узкополосных фильтров из диэлектрических резонаторов с полосой пропускания порядка 0,1%. Однако пока еще остается нерешенной проблема стабильности частотных характеристик таких фильтров из-за больших значений температурных коэффициентов емкости материалов с высокой диэлектрической проницаемостью.

Управление амплитудой и фазой СВЧ сигналов.

В современных радиотехнических системах широко применяют устройства управления амплитудой (многоканальные переключатели, аттенюаторы, амплитудные модуляторы, ограничители) и фазой (фазовращатели) СВЧ сигнала.

Для этих целей используют СВЧ диоды. Управляющий СВЧ диод может включаться в линию последовательно или параллельно.

В микрополосковую линию бескорпусные диоды обычно включают параллельно.

Принцип работы многоканального переключателя (рис. 2.22) заключается в том, что при подаче положительного смещения диод открывается, его сопротивление становится намного меньше Z0 и линия в этом сечении шунтируется диодом. Подводимая мощность отражается от этого сечения линии. Если же на диод подать отрицательное смещение, то он закрывается, его сопротивление становится большим и не шунтирует линию. В диоде поглощается небольшая доля переключаемой мощности. Это позволяет выполнять переключатели для относительно большой мощности на маломощных приборах. Если эта мощность мала (менее 1 Вт), то можно применять СВЧ диоды различных типов: варакторы, туннельные диоды и др. Если же уровень мощности превышает 1 Вт, то пригодны только р--i--n - диоды, способные рассеять до 10 Вт средней мощности. Необходимо отметить, что вносимые потери в переключателе в режиме пропускания L_П и запирания L_З связаны зависимостью

где R_max, R_min -- сопротивления диода при подаче отрицательного и положительного смещения соответственно, К -- качество р--i -- n-диода.

Обычно переключатели разрабатывают на максимальный уровень переключаемой мощности. В этом случае режим работы переключателя целесообразно выбрать таким, чтобы в положениях «включено» и «выключено» в диоде поглощалась одинаковая мощность. При этом в диоде поглощается около 6% коммутируемой мощности. Потери в режиме «включено» составляют 0,5 дБ, в режиме «выключено» 26...28 дБ. Если требуется увеличить вносимые потери в режиме «выключено», вдоль линии можно установить несколько диодов на расстоянии четверти длины волны. Мощность управления одним р--i--n - диодом составляет 0,03...0,1 Вт.

Если нужно уменьшить мощность управления (например, при большом числе диодов), можно применить варакторы МДП. У этих приборов при изменении напряжения смещения изменяется емкостная проводимость. Ток утечки в них не превышает 10^-14 А, из за чего требуемая мощность управления существенно уменьшается.

На основе одноканального переключателя созданы электрически управляемые аттенюаторы. В них напряжение смещения диода плавно изменяют в пределах ±U_см При этом вносимое затухание изменяется в пределах 0,5...28 дБ.

Если в линию включить варактор или диод с барьером Шоттки без внешнего смещения, то на нем за счет проходящего сигнала поддерживается постоянное напряжение порядка 1 В, т. е. происходит амплитудное ограничение сигнала. Такие схемы используются в РЛС для защиты входных цепей приемников и в ЧМ приемниках для устранения паразитной амплитудной модуляции.

Переключающие свойства р--i--n -диодов используют длч создания дискретных микрополосковых фазовращателей (рис. 2.23). Такие фазовращатели для упрощения управления ими строят in принципу двоичной разрядности (первый разряд обеспечивает изменение фазы на величину , второй -- на 2 , третий -- на 4 и т. д.).

На рис. 2,24 показаны 3 схемы одного разряда микрополосковых фазовращателей. В схеме, приведенной на рис. 2.24, а, изменение фазы обеспечивается переключением отрезков линии разной длины. В фазовращателе, изображенном на рис. 2.24, б, используются свойства моста (как правило, это микрополосковый квадратный мост).

В шлейфном фазовращателе (рис. 2.24, в) фаза изменяется за счет того, что с помощью диода на конце шлейфа создается режим короткого замыкания или холостого хода. При этом изменяется характер сопротивления, включенного в линию. Такой фазовращатель может давать любые дискретные значения фазы, кроме 180°. При значении фазы, близком к 180°, требуются слишком большие волновые сопротивления шлейфов, и их невозможно реализовать.

Достоинство полупроводниковых дискретных фазовращателей заключается в том, что точность установки фазы определяется не уровнем управляющего напряжения, а только фактом его наличия. Этим самым снижаются требования к управляющему устройству.

Современные ФАР требуют трех- или четырехрядных фазовращателей (Дф = 45 или 22,5°). Трехразрядный фазовращатель Х-диапазона имеет потери порядка 1,5 дБ.

Интегральные СВЧ ферритовые приборы.

В технике СВЧ широко применяются ферритовые устройства. Это объясняется тем, что феррит является практически единственной освоенной в производстве средой с управляемым параметром , обладающей невзаимными свойствами. Попытки создать аналогичные приборы на магнитной плазме и сегнетоэлектриках хороших результатов пока не дали.

Переход к интегральному исполнению этих устройств представляет большой интерес. Трудность построения ферритовых приборов на микрополосковой линии связана с тем, что в ней магнитное поле линейно поляризовано. Для создания же невзаимных приборов требуется круговая или близкая к ней поляризация магнитного поля. Потому не все ферритовые СВЧ приборы можно выполнить в микрополосковой конструкции.

Наиболее разработаны мостовые трехплечие микрополосковые Y-циркуляторы (рис. 2.25). Одна из конструкций микроциркулятора выглядит следующим образом. На заземленное основание укладывается ферритовая подложка толщиной 0,6 мм. Центральная полоска шириною 0,064 мм напыляется на феррит. В центре 120°-ного разветвления полосковой линии напыляется металлический диск диаметром 0,58 мм. Постоянный магнит имеет диаметр, несколько больший диаметра центрального металлического диска. Таким образом, намагничивается только часть феррита непосредственно в области разветвления. Прямые потери в таком циркуляторе Х - диапазона не превышают 0,6 дБ, развязка плеч не менее 20 дБ.

При включении в одно плечо циркулятора согласованной нагрузки он превращается в вентиль.



5. Активные СВЧ устройства

СВЧ полупроводниковые приборы.

СВЧ устройства в гибридном исполнении с полупроводниковыми активными элементами используют в основном в маломощных трактах радиопередающих устройств и в приемных трактах радиоэлектронной аппаратуры в качестве генераторов, модуляторов, усилителей и преобразователей.

К наиболее употребительным в настоящее время активным полупроводниковым элементам СВЧ можно отнести транзисторы и диоды с отрицательным сопротивлением разных типов. Кроме того, применяют диоды, имеющие нелинейную зависимость емкости р--n - перехода от напряжения, например параметрические диоды, варакторы и диоды с накоплением заряда (ДНЗ). За исключением параметрических усилителей и генераторов, устройства с нелинейной емкостью не обладают активными свойствами. Это пассивные умножители СВЧ, а также устройства для амплитудной, частотной и фазовой модуляции.

Рассмотрим кратко свойства СВЧ устройств, построенных на активных и нелинейных пассивных элементах.

Усилители СВЧ мощности на транзисторах применяют в метровом и дециметровом диапазонах при выходных мощностях от сотен ватт (в метровом диапазоне) до единиц и долей ватта на длинноволновой границе сантиметрового диапазона. Широкополосность таких усилителей составляет 10...15%. Коэффициент усиления от 20... ... 25 дБ в длинноволновом участке указанного диапазона, до единиц децибел в коротковолновой части этого диапазона. К.П.Д. = 15... ...50%, что заметно больше, чем у усилителей мощности, построенных на других полупроводниковых активных элементах СВЧ.

На транзисторах строят малошумящие усилители СВЧ вплоть до сантиметрового диапазона волн при коэффициенте усиления 20...30 дБ и коэффициенте шума 5...8 дБ. Кроме того, на транзисторах выполняют автогенераторы в диапазоне от метровых до сантиметровых волн как с механической, так и с электронной перестройкой частоты. В таких автогенераторах, как правило, используют внешние цепи обратной связи, что усложняет их по сравнению с диодными генераторами. К основным достоинствам транзисторных устройств СВЧ следует отнести повышенное значение К. П. Д. и обеспечение однонаправленных свойств усилителей без введения дополнительных невзаимных элементов.

Генераторы и усилители на диодах с отрицательным сопротивлением используют главным образом в сантиметровом и миллиметровом диапазонах. Принцип действия таких устройств основан на компенсации сопротивления потерь колебательной системы (с учетом сопротивления, вносимого нагрузкой) отрицательной активной составляющей полного сопротивления диода. При полной компенсации потерь в генераторе устанавливаются автоколебания. При частичной компенсации потерь происходит регенеративное усиление внешних колебаний. Для получения автоколебаний в диодном генераторе не требуется внешних цепей обратной связи. Регенеративные усилители не обладая однонаправленными свойствами, требуют использования невзаимных устройств, например, циркуляторов.

В диодных генераторах и усилителях СВЧ используют диоды с различной природой образования отрицательного сопротивления, а именно: лавинно-пролетные диоды (ЛПД), диоды с переносом электронов (ДПЭ), туннельные диоды (ТД).

На ЛПД строят генераторы с выходной мощностью единицы ватт в сантиметровом диапазоне и сотни милливатт в миллиметровом. Широкому применению усилителей на ЛПД препятствуют неудовлетворительные шумовые характеристики, обусловленные лавинным механизмом генерирования носителей заряда в этих диодах. Генераторы на ДПЭ в 3...10 раз уступают по мощности генераторам на ЛПД, однако ДПЭ характеризуются несколько лучшими, чем ЛПД, шумовыми свойствами: коэффициент шума усилителей на ДПЭ 10...15 дБ. Оба типа генераторов имеют приближенно одинаковый к. п. д., измеряемый единицами процентов.

Туннельные диоды применяют в малошумящих усилителях дециметрового и сантиметрового диапазонов. Коэффициент усиления таких усилителей составляет 10...20 дБ при коэффициенте шума 5...7 дБ. Использованию ТД в генераторах и мощных усилителях СВЧ препятствует малое значение рабочего напряжения на диоде (доли вольта), что вызывает необходимость увеличивать ток диода для увеличения мощности. В режиме больших токов и малых напряжений при М-образной вольт-амперной характеристике трудно обеспечивать устойчивость цепи питания ТД. Устойчивость цепи питания используемых на практике источников может быть обеспечена только при рассеянии существенной части мощности источника в стабилизирующем резисторе, а следовательно, при значительном снижении К. П. Д. генератора.

Наилучшими шумовыми свойствами по сравнению с рассмотренными обладают полупроводниковые параметрические усилители, коэффициент шума которых порядка 0,5...3 дБ. Усилители на параметрических диодах применяют в диапазоне от дециметровых до миллиметровых волн с коэффициентами усиления 15...40 дБ. В генераторах накачки параметрических усилителей могут быть использованы ЛПД и ДПЭ. К стабильности частоты, уровню мощности и спектральным характеристикам таких генераторов предъявляют жесткие требования.

Умножители СВЧ на варакторах и ДНЗ применяют обычно для умножения частоты колебаний транзисторных усилителей мощности. С помощью таких транзисторно-варакторных цепочек получают колебания в коротковолновой части дециметрового диапазона и в сантиметровом диапазоне с удовлетворительными для многих практических применений значениями мощности и к. п. д. На выходе варакторных умножителей, работающих с запертым р -- n - переходом, могут быть получены колебания миллиметрового диапазона. Как уже отмечаясь, такие умножители не имеют усилительных свойств, коэффициент передачи по мощности у них всегда меньше единицы и тем меньше, чем больше коэффициент умножения.



6. Расчетная часть Широкополосное согласование коаксиального тракта облучателя зеркальной антенны

При проектировании различных антенных систем разработчикам часто приходится сталкиваться с необходимостью обеспечения функционирования соответствующей аналоговой радиочасти в достаточно широкой полосе частот. В этом случае необходимо обеспечивать качественные уровни согласования не только самой антенны, но и всех элементов ее тракта питания. На практике для реализации широкополосного согласования различных элементов волноводных трактов (например, в местах стыков двух разных линий) во многих случаях необходимо вводить в конструкцию линии питания дополнительные согласующие элементы [1-3].

В данной статье мы рассмотрим пример обеспечения широкополосного согласования элемента волноводного тракта облучателя зеркальной антенны, представляющего собой соединение двух коаксиальных линий - жесткой и кабельной, которое должно функционировать в относительно широкой полосе частот с центральной частотой около 900 МГц.

Жесткая коаксиальная линия проходит по оси симметричного параболического зеркала и выполняет одновременно роль опоры облучателя и линии его питания. Ввиду определенных конструктивных соображений провести жесткий коаксиальный тракт непосредственно до приемо-передающего устройства, находящегося за зеркалом, оказалось невозможным. Вследствие этого появилась необходимость возбуждения такой жесткой коаксиальной линии коаксиальным кабелем.

Геометрия рассматриваемого коаксиального соединения представлена на рис. 1. Используемые линии передачи имеют следующие поперечные размеры: D = 30 мм и d = 13 мм для жесткой коаксиальной линии, D' = 7 мм, d' = 3 мм - для кабельной линии. Отрезок линии длиной l = X₀/4 представляет собой четвертьволновый короткозамкнутый изолятор, конец которого крепится к опорному устройству в вершине зеркала. Заметим, что в действительности кабельная линия должна соединяться с жесткой коаксиальной через разъем, но для упрощения задачи рассматривалась модель соединения, отображенная на рис. 1.

Покажем, что волновое сопротивление обеих линий составляет 50 Ом. Считая, что коаксиальные кабели заполнены воздушной прослойкой, их волновое сопротивление можем определить по формуле [1]

Z_A = 138 * lg(^R/_r),

где R - внутренний радиус внешней трубки, r - радиус центральной жилы. Тогда для заданных поперечных размеров в соответствии с полученным выражением для обеих линий имеем Z^ = 50 Ом.

Повороты и изгибы линий передачи представляют собой нерегулярности, снижающие качество согласования и электропрочность СВЧ-трактов. В уголковых изгибах любых линий передачи в той или иной мере возбуждаются поля нераспространяющихся волн высших типов, которым соответствует определенный запас электромагнитной энергии [1]. Для минимизации возникающих вследствие этого отражений появляется необходимость использования различных согласующих элементов. Подобная необходимость возникла и при анализе рассматриваемого соединения. Сам расчет был осуществлен посредством метода конечных элементов с помощью программного пакета HFSS [4].

2. Предварительный расчет соединения

Трехмерная модель рассматриваемого коаксиального соединения изображена на рис. 2, а. Для уменьшения времени, затрачиваемого на расчет, созданная структура была «разрезана» пополам плоскостью XZ и была использована симметрия Н-поля в этой плоскости путем введения соответствующего граничного условия. В результате получена трехмерная структура, отображенная на рис. 2, б. Помимо введенной Н-симмет- рии на данном рисунке отмечены также и два волноводных порта. При моделировании в качестве диэлектрического материала заполнения линии был взят вакуум. Отметим также, что короткозамкнутый торец соответствует концу тракта со стороны минимальной координаты по оси Z.

Потребовав, чтобы наилучшее согласование (наименьшее значение коэффициента стоячей волны (КСВ)) достигалось на частоте f = 900 МГц, была получена частотная зависимость КСВ, приведенная на рис. 3. Соответствующая длина коротко- замкнутого изолятора составила l = 97,4 мм в пределах 25%-ной относительной полосы частот КСВ < 1,3. С целью улучшения согласования скорректируем частотную зависимость КСВ, осуществив широкополосное согласование.

Широкополосное согласование соединения

Рассматриваемое соединение двух коаксиальных трактов является резонансным. В ограниченной области частот (вблизи резонанса) оно может быть представлено в виде параллельной схемы замещения, входное сопротивление которой может быть записано в виде

где R, C и L - соответственно сопротивление, емкость и индуктивность схемы замещения. Характерные частотные зависимости модуля |Z(jщ)| и мнимой части x(щ) этого сопротивления изображены на рис. 4.



Суть широкополосного согласования состоит в том, чтобы скомпенсировать зависимость x(щ) в нужной полосе частот. Соответствующая компенсация достигается введением вслед за рассматриваемым резонансным контуром (по направлению к облучателю) дополнительного компенсирующего резонансного контура или нескольких таких контуров. Однако последний вариант, позволяя лишь незначительно улучшить согласование по сравнению с вариантом применения одного компенсирующего контура, сопровождается усложнением конструкции и настройки согласующего устройства и снижением КПД за счет возрастающих омических потерь. Поэтому ограничимся введением лишь одного согласующего контура. В качестве него будем использовать последовательный короткозамкнутый на конце шлейф, подключаемый в соответствии с рис. 5 (численные величины размеров на рисунке указаны в миллиметрах). Комплексное сопротивление такого шлейфа равно



где ZBшл - волновое сопротивление шлейфа. Функциональная зависимость мнимой части выражения xшл (h/л) приведена на рис. 6. Целесообразно выбрать длину шлейфа h ? л0/2.

При этом на частоте щ0 имеем xшл = 0, а сам согласующий шлейф можно представить в виде последовательного резонансного контура, настроенного на резонансную частоту щ0. Получаемая при этом схема замещения всего согласующего устройства представлена на рис. 7.

Рис. 7. Схема замещения широкополосно-согласующего устройства

Если положить расстояние между местом соединения двух коаксиальных трактов и местом подключения согласующего шлейфа равным L ? л0/2, то в сечении А-А' мнимая часть сопротивления тракта приближенно будет описываться зависимостью x(щ)+ xк(щ), изображенной на рис. 4, где xк(щ) соответствует функции xшл = (h/л) вблизи резонанса. Таким образом, мы можем получить широкополосное согласование в некой полосе частот щ0 ± Дщ.

Модель соединения, построенная на основе изложенных выше рассуждений, изображена на рис. 8. При расчете ставилась задача минимизации уровней КСВ в рассматриваемом диапазоне частот с полосой около 25%. При этом вариации подлежали четыре параметра размеров устройства: W, h, L и l. В результате проведенной оптимизации геометрии рассматриваемой структуры была получена частотная зависимость КСВ, приведенная на рис. 9. Таким образом, удалось обеспечить величины КСВ ниже 1,15 в диапазоне частот от 790 до 1015 МГц. При этом на соответствующем графике присутствуют две области локальных минимумов с КСВ менее 1,08. Таким образом, в результате проектирования коаксиального соединения, проведенного с помощью программного пакета HFSS, удалось реализовать широкополосное согласование и получить КСВ не выше 1,15 в 25%-ной полосе частот. При этом до введения согласующего последовательного короткозамкнутого шлейфа КСВ в соответствующей полосе частот достигал уровня 1,35.



7. Коммерческий аспект

Активные устройства

Малошумящие широкополосные усилители.

(диапазон рабочих частот от 0,1 до 40 ГГц)

Усилители СВЧ малошумящие (малой мощности АС)

Усилители СВЧ малошумящие (средней мощности AD)

- для установки во входных цепях радиоприемных устройств и антенных системах для компенсации потерь в коаксиальных трактах.

Обеспечивают работу в лабораторных, заводских и полевых условиях.

Условия эксплуатации:

- варианты диапазонов рабочих частот: от 0,1 до 40 ГГц;

- диапазон рабочих температур: от -45°С до +65°С;

- относительная влажность воздуха: 98%;

- режим работы - непрерывный;

- охлаждение - естественное

- минимальная наработка - 5 000 часов

- питание: +5 В; +12 В; ±5 В

- типы разъемов: SMA в диапазоне от 0,1 до 26 ГГц; К в диапазоне от 18 до 40 ГГц.

Малошумящие широкополосные усилители СВЧ малой мощности

Предназначены для установки во входных цепях радиоприемных устройств и антенных системах для компенсации потерь в коаксиальных трактах.

Обеспечивают работу в лабораторных, заводских и полевых условиях.

Условия эксплуатации:

- диапазон рабочих температур: от -45°С до +65°С;

- относительная влажность воздуха: 98%;

- режим работы - непрерывный;

- охлаждение - естественное

- минимальная наработка - 5 000 часов

- питание: +5 В; +12 В; ±5 В

- разъемы типов: SMA от 0,1 до 26 ГГц; SMA, К от 18 до 40 ГГц.

Наименование	Диапазон частот, ГГц	Коэф усиления, КУ, дБ	Коэф шума,Кш, дБ	КСВН,вх/вых	Выходная мощность, Рвых, мВт
АС001030	0,1-3	15 20 25	3	2	20
АС010080	1-8	15 20	4	2	15 20
АС020180	2-18	10 25	4	2	15
АС080180	8-18	20 30	4	2	50
АС180260	18-26	20 30	4	2	5 30
АС180400	18-40	15 30	6	2	30
АС260400	26-40	15 30	6	2	10

Пассивные устройства

Коаксиальные переходы приборного класса в тракте 7,0/3,04 мм предназначены для использования с измерительным оборудованием СВЧ - приборами серии Р2М, Р4М, М3М, Х5М. Переходы изготавливаются с соединителями «вилка-вилка», «розетка-розетка» и «вилка-розетка» с дюймовой либо метрической резьбой. Корпуса и гайки переходов изготовлены из нержавеющей стали. Центральные проводники изготовлены из закаленной бериллиевой бронзы и покрыты износостойким золотом. Диэлектрическая шайба изготовлена из прочного пластика с низкой диэлектрической проницаемостью.

Примененные материалы и конструкция переходов обеспечивают малые потери и отражение, высокую стабильность параметров при большом количестве циклов соединений.



технические параметры Широкополосные СВЧ усилители



согласованные нагрузки



8. Преимущества использования СВЧ диапазона в широкополосном согласовании активных и пассивных устройств тракта антенн по сравнению с КВ - диапазоном

Для начала надо понять, что такое КВ - диапазон. Коротковолновый диапазон - диапазон радиоволн с частотой от 3 МГц (длина волны 100 м) до 30 МГц (длина волны 10 м).

Короткие волны отражаются от ионосферы с малыми потерями. Поэтому, путём многократных отражений от ионосферы и поверхности Земли, они могут распространяться на большие расстояния. Короткие волны используются для радиовещания, а также для любительской и профессиональной радиосвязи. Качество приёма при этом зависит от различных процессов в ионосфере, связанных с уровнем солнечной активности, временем года и временем суток. Так днём лучше распространяются волны меньшей длины, а ночью -- большей. Для связи между наземными станциями и космическими аппаратами они непригодны, так как не проходят сквозь ионосферу.

На коротких волнах наблюдаются замирания -- изменение уровня принимаемого сигнала, они проявляются как кратковременное снижение амплитуды несущей частоты или вовсе пропадание последней. Замирания возникают из-за того, что радиоволны от передатчика идут к приёмнику разными путями, в разной фазе и, интерферируя на антенне приёмника, могут ослаблять друг друга. В свою очередь СВЧ диапазон - радиоволны, включающее в себя дециметровый, сантиметровый и миллиметровый диапазон (длина волны от 1 м -- частота 300 МГц до 1 мм -- 300 ГГц), легко проходящие сквозь ионосферу и используемые в космическом производстве. Искажение сигнала слабое из-за использования как активных так и пассивных устройств в согласовании участка «антенна - приемник». При производстве выгоднее по денежным затратам получаются устройства КВ - диапазона, но по эксплуатационным параметрам СВЧ устройства, так как легки в установке и более продолжителен срок обслуживания. При нынешнем развитии микропроцессорной и СВЧ техники КВ диапазон уйдет на задний план, в свою очередь СВЧ устройства широкополосного согласования станут лидирующими при производстве теле, видео, радио аппаратуры, в том числе и в космической связи.(Излучение СВЧ-диапазона играет важную роль также в исследованиях космического пространства. Астрономы многое узнали о нашей Галактике, исследуя излучение с длиной волны 21 см, испускаемое газообразным водородом в межзвездном пространстве. Теперь можно измерять скорость и определять направление движения рукавов Галактики, а также расположение и плотность областей газообразного водорода в космосе.)



9. Перспективы развития СВЧ устройств

Высокоэффективные усилители мощности

Самым главным фактором, определяющим мощность, потребляемую портативным передатчиком, является КПД выходного усилителя мощности передающего тракта. В рамках программы было разработано несколько новых концепций, направленных на увеличение эффективности выходных усилителей мощности при поддержании требуемой линейности. Кроме того, были разработаны новые методики описания поведения усилителей, работающих с сигналами со сложными видами модуляции.

Усилители мощности с интегрированными DC-DC конвертерами

В большинстве случаев выходные усилители должны работать в широком диапазоне уровней мощности, определяемым формой огибающей сигнала, которая, в свою очередь, зависит от типа используемой модуляции, замираний сигнала и расстояния между устройством и базовой станцией. Например, для систем CDMA, выполненных по стандарту IS-95, излучаемая выходная мощность, как правило, не превышает 1 мВт, а усреднённая по времени величина составляет около 10 мВт (в то время как пиковая выходная мощность превышает 300 мВт). КПД усилителей мощности при пониженных уровнях выходной мощности резко снижается, что приводит к снижению эффективности системы в целом.

Одной из задач, рассматриваемой в рамках программы, был поиск стратегии улучшения КПД усилителей мощности, особенно при работе с сигналами малых уровней мощности, что может резко повысить КПД всей системы. Было определено, что для повышения КПД выходного усилителя необходимо изменять или ток потребления, или напряжение питания, или оба этих параметра одновременно с изменением уровня полезного сигнала. На рис. 5 видно, как может быть смещена рабочая точка усилителя при снижении мощности относительно максимального значения (насыщения). Смещение рабочей точки даёт положительные результаты и при работе с сигналами пониженной мощности.

Рис. 5. Нагрузочные кривые для разных рабочих точек транзистора СВЧ усилителя

Наиболее простой способ изменения рабочей точки состоит в изменении стокового (или коллекторного) тока. В усилителях класса AB форма сигнала по току асимметрична, а среднее значение постоянного тока изменяется автоматически в зависимости от уровня выходной мощности. В усилителях класса B рабочая точка по постоянному току изменяется пропорционально квадратному корню из величины выходной мощности, и в некотором узком диапазоне КПД изменяется как корень из мощности (хотя при этом несколько ухудшается линейность). Одним из способов изменения рабочей точки является использование так называемого динамического затворного смещения (схемы, где напряжение на затворе изменяется пропорционально уровню входной мощности, благодаря использованию специального детектора), которое было успешно применено в нескольких последних разработках. Другой способ заключается в изменении величины питающего напряжения в зависимости от уровня выходной мощности. Наиболее оптимальным решением является одновременное изменение тока смещения и напряжения питания.