Лабораторный макет для изучения ЦАП и АЦП

Рисунок 4.7 - Структурная схема и временные диаграммы АЦП последовательного приближения

Рассмотрим принципы построения и работы АЦП последовательного приближения на примере классической структуры (рис. 4.7а) 4-разрядного преобразователя, состоящего из трех основных узлов: компаратора, регистра последовательного приближения (РПП) и ЦАП.

После подачи команды «Пуск» с приходом первого тактового импульса РПП принудительно задает на вход ЦАП код, равный половине его шкалы (для 4-разрядного ЦАП это 1000₂=8₁₀). Благодаря этому напряжение U_ос на выходе ЦАП (рис. 4.7б)

, (4.2)

где h - квант выходного напряжения ЦАП, соответствующий единице младшего разряда (ЕМР).

Эта величина составляет половину возможного диапазона преобразуемых сигналов. Если входное напряжение больше, чем эта величина, то на выходе компаратора устанавливается 1, если меньше, то 0. В этом последнем случае схема управления должна переключить старший разряд d₃ обратно в состояние нуля. Непосредственно вслед за этим остаток таким же образом сравнивается с ближайшим младшим разрядом и т.д. После четырех подобных выравнивающих шагов в регистре последовательного приближения оказывается двоичное число, из которого после цифро-аналогового преобразования получается напряжение, соответствующее Uвх с точностью до 1 ЕМР. Выходное число может быть считано с РПП в виде параллельного двоичного кода по N линиям. Кроме того, в процессе преобразования на выходе компаратора, как это видно из рисунка 4.7б, формируется выходное число в виде последовательного кода старшими разрядами вперед.

Быстродействие АЦП данного типа определяется суммой времени установления t_уст ЦАП до установившегося значения с погрешностью, не превышающей 0,5 ЕМР, времени переключения компаратора t_к и задержки распространения сигнала в регистре последовательного приближения t_з. Сумма t_к + t_з является величиной постоянной, а t_уст уменьшается с уменьшением веса разряда. Следовательно, для определения младших разрядов может быть использована более высокая тактовая частота. При поразрядной вариации f_такт возможно уменьшение времени преобразования t_пр на 40%. Для этого в состав АЦП может быть включен контроллер.

При работе без устройства выборки-хранения апертурное время равно времени между началом и фактическим окончанием преобразования, которое так же, как и у АЦП последовательного счета, по сути, зависит от входного сигнала, т.е. является переменным. Возникающие при этом апертурные погрешности носят также нелинейный характер. Поэтому для эффективного использования АЦП последовательного приближения, между его входом и источником преобразуемого сигнала следует включать УВХ. Большинство выпускаемых в настоящее время ИМС АЦП последовательного приближения имеет встроенные устройства выборки-хранения или, чаще, устройства слежения-хранения (track-hold), управляемые сигналом запуска АЦП. Устройство слежения-хранения отличается тем, что постоянно находится в режиме выборки, переходя в режим хранения только на время преобразования сигнала.

Данный класс АЦП занимает промежуточное положение по быстродействию, стоимости и разрешающей способности между последовательно-параллельными и интегрирующими АЦП и находит широкое применение в системах управления, контроля и цифровой обработки сигналов.

4.4 Интегрирующие АЦП

Недостатком рассмотренных выше последовательных АЦП является низкая помехоустойчивость результатов преобразования. Действительно, выборка мгновенного значения входного напряжения, обычно включает слагаемое в виде мгновенного значения помехи. Впоследствии при цифровой обработке последовательности выборок эта составляющая может быть подавлена, однако на это требуется время и вычислительные ресурсы. В АЦП, рассмотренных ниже, входной сигнал интегрируется либо непрерывно, либо на определенном временном интервале, длительность которого обычно выбирается кратной периоду помехи. Это позволяет во многих случаях подавить помеху еще на этапе преобразования. Платой за это является пониженное быстродействие интегрирующих АЦП.

4.4.1 АЦП многотактного интегрирования

Двухтактный интегрирующий АЦП содержит интегратор, некоторый логический узел управления, генератор тактовых импульсов, компаратор и выходной счетчик.

Преобразователь этого типа подсчитывает последовательность импульсов генератора, число которых зависит от амплитуды сигнала, интегрируемого интегратором. Типичное время преобразования равно удвоенному произведению периода импульсов на число уровней квантования. Таким образом, для 12-разрядного преобразователя при частоте генератора импульсов 1 МГц время преобразования будет 8,192 мс. Это время значительно больше, чем для преобразователя последовательного приближения, имеющего такую же частоту генератора импульсов. С другой стороны, для любой заданной точности интегрирующий преобразователь обычно стоит меньше, чем преобразователь последовательного приближения, так как он почти не требует прецизионных элементов. Упрощенная схема АЦП, работающего в два основных такта (АЦП двухтактного интегрирования), приведена на рисунке 4.8.



Рисунок 4.8 - Упрощенная схема АЦП двухтактного интегрирования

Преобразование проходит две стадии: стадию интегрирования и стадию счета. В начале первой стадии ключ S₁ замкнут, а ключ S₂ разомкнут. Интегратор интегрирует входное напряжение U_вх. Время интегрирования входного напряжения t₁ постоянно; в качестве таймера используется счетчик с коэффициентом пересчета K_сч, так что

(4.3)

К моменту окончания интегрирования выходное напряжение интегратора составляет

, (4.4)

где _. - среднее за время t₁ входное напряжение.

После окончания стадии интегрирования ключ S₁ размыкается, а ключ S₂ замыкается и опорное напряжение U_оп поступает на вход интегратора. При этом выбирается опорное напряжение, противоположное по знаку входному напряжению. На стадии счета выходное напряжение интегратора линейно уменьшается по абсолютной величине, как показано на рисунке 4.9.



Рисунок 4.9 - Временные диаграммы АЦП двухтактного интегрирования

Стадия счета заканчивается, когда выходное напряжение интегратора переходит через нуль. При этом компаратор К переключается и счет останавливается. Интервал времени, в котором проходит стадия счета, определяется уравнением

(4.5)

Подставив значение U_и(t₁) из (4.4) в (4.5) с учетом того, что

, (4.6)

где n₂ - содержимое счетчика после окончания стадии счета, получим результат

 (4.7)

Из этой формулы следует, что отличительной особенностью метода многотактного интегрирования является то, что ни тактовая частота, ни постоянная интегрирования RC не влияют на результат. Необходимо только потребовать, чтобы тактовая частота в течение времени t₁+t₂ оставалась постоянной. Это можно обеспечить при использовании простого тактового генератора, поскольку существенные временные или температурные дрейфы частоты происходят за время несопоставимо большее, чем время преобразования.

5. Параметры АЦП

При последовательном возрастании значений входного аналогового сигнала U_вх(t) от 0 до величины, соответствующей полной шкале АЦП U_пш выходной цифровой сигнал D(t) образует ступенчатую кусочно-постоянную линию. Такую зависимость по аналогии с ЦАП называют обычно характеристикой преобразования АЦП. В отсутствие аппаратных погрешностей средние точки ступенек расположены на идеальной прямой 1 (рис. 5.1), которой соответствует идеальная характеристика преобразования. Реальная характеристика преобразования может существенно отличаться от идеальной размерами и формой ступенек, а также расположением на плоскости координат. Для количественного описания этих различий существует целый ряд параметров.

Рисунок 5.1 - Статическая характеристика преобразования АЦП

5.1 Статические параметры

Разрешающая способность - величина, обратная максимальному числу кодовых комбинаций на выходе АЦП. Разрешающая способность выражается в процентах, разрядах или децибелах и характеризует потенциальные возможности АЦП с точки зрения достижимой точности. Например, 12-разрядный АЦП имеет разрешающую способность 1/4096, или 0,0245% от полной шкалы, или -72,2 дБ.

Разрешающей способности соответствует приращение входного напряжения АЦП U_вх при изменении D_j на единицу младшего разряда (ЕМР). Это приращение является шагом квантования. Для двоичных кодов преобразования номинальное значение шага квантования h=U_пш/(2^N-1), где U_пш - номинальное максимальное входное напряжение АЦП (напряжение полной шкалы), соответствующее максимальному значению выходного кода, N - разрядность АЦП. Чем больше разрядность преобразователя, тем выше его разрешающая способность.

Погрешность полной шкалы - относительная разность между реальным и идеальным значениями предела шкалы преобразования при отсутствии смещения нуля.

(5.1)

Эта погрешность является мультипликативной составляющей полной погрешности. Иногда указывается соответствующим числом ЕМР.

Погрешность смещения нуля - значение Uвх, когда входной код ЦАП равен нулю. Является аддитивной составляющей полной погрешности. Обычно определяется по формуле

(5.2)

где - значение входного напряжения, при котором происходит переход выходного кода из 0 в 1.

Часто указывается в милливольтах или в процентах от полной шкалы:

 (5.3)

Погрешности полной шкалы и смещения нуля АЦП могут быть уменьшены либо подстройкой аналоговой части схемы, либо коррекцией вычислительного алгоритма цифровой части устройства.

Погрешности линейности характеристики преобразования не могут быть устранены такими простыми средствами, поэтому они являются важнейшими метрологическими характеристиками АЦП.

Нелинейность - максимальное отклонение реальной характеристики преобразования D(U_вх) от оптимальной (линия 2 на рисунке 5.1). Оптимальная характеристика находится эмпирически так, чтобы минимизировать значение погрешности нелинейности. Нелинейность обычно определяется в относительных единицах, но в справочных данных приводится также и в ЕМР. Для характеристики, приведенной на рисунке 5.2.

. (5.4)

Дифференциальной нелинейностью АЦП в данной точке k характеристики преобразования называется разность между значением кванта преобразования hk и средним значением кванта преобразования h. В спецификациях на конкретные АЦП значения дифференциальной нелинейности выражаются в долях ЕМР или процентах от полной шкалы. Для характеристики, приведенной на рисунке 5.2,

. (5.5)



Рисунок 5.2 - Погрешности линейности характеристики преобразования АЦП

Погрешность дифференциальной линейности определяет два важных свойства АЦП: непропадание кодов и монотонность характеристики преобразования. Непропадание кодов - свойство АЦП выдавать все возможные выходные коды при изменении входного напряжения от начальной до конечной точки диапазона преобразования. Пример пропадания кода i+1 приведен на рисунке 5.2. При нормировании непропадания кодов указывается эквивалентная разрядность АЦП - максимальное количество разрядов АЦП, для которых не пропадают соответствующие им кодовые комбинации.

Монотонность характеристики преобразования - это неизменность знака приращения выходного кода D при монотонном изменении входного преобразуемого сигнала. Монотонность не гарантирует малых значений дифференциальной нелинейности и непропадания кодов.

Температурная нестабильность АЦ-преобразователя характеризуется температурными коэффициентами погрешности полной шкалы и погрешности смещения нуля.

5.2 Динамические параметры

Возникновение динамических погрешностей связано с дискретизацией сигналов, изменяющихся во времени. Можно выделить следующие параметры АЦП, определяющие его динамическую точность.

Максимальная частота дискретизации (преобразования) - это наибольшая частота, с которой происходит образование выборочных значений сигнала, при которой выбранный параметр АЦП не выходит за заданные пределы. Измеряется числом выборок в секунду. Выбранным параметром может быть, например, монотонность характеристики преобразования или погрешность линейности.

Время преобразования (t_пр) - это время, отсчитываемое от начала импульса дискретизации или начала преобразования до появления на выходе устойчивого кода, соответствующего данной выборке. Для одних АЦП, например, последовательного счета или многотактного интегрирования, эта величина является переменной, зависящей от значения входного сигнала, для других, таких как параллельные или последовательно-параллельные АЦП, а также АЦП последовательного приближения, примерно постоянной. При работе АЦП без УВХ время преобразования является апертурным временем.

Время выборки (стробирования) - время, в течение которого происходит образование одного выборочного значения. При работе без УВХ равно времени преобразования АЦП.

5.3 Шумы АЦП

В идеале, повторяющиеся преобразования фиксированного постоянного входного сигнала должны давать один и тот же выходной код. Однако, вследствие неизбежного шума в схемах АЦП, существует некоторый диапазон выходных кодов для заданного входного напряжения. Если подать на вход АЦП постоянный сигнал и записать большое число преобразований, то в результате получится некоторое распределение кодов. Если подогнать Гауссовское распределение к полученной гистограмме, то стандартное отклонение будет примерно эквивалентно среднеквадратическому значению входного шума АЦП. В качестве примера на рисунке 5.3 приведена гистограмма результатов 5000 преобразований постоянного входного сигнала, выполненных 16-разрядным двухтактным последовательно-параллельным АЦП АD7884.

Рисунок 5.3 - Гистограмма результатов преобразования АЦП AD7884

Входное напряжение из диапазона + 5 В было установлено по возможности ближе к центру кода. Как видно из гистограммы, все результаты преобразований распределены на шесть кодов. Среднеквадратическое значение шума, соответствующее этой гистограмме, равно 120 мкВ.

6. Обзор и анализ источников вторичного электропитания

6.1 Обзор типовых схем реализации блоков и источников питания

Так как для питания микросхем операционных усилителей требуется постоянное напряжение, то целесообразно применить в качестве источника постоянного напряжения питающую сеть (220В) переменного напряжения с последующим преобразованием. Преобразование в постоянное напряжение осуществляется за счет наличия на входе трансформатора и выпрямителя (например, диодный мост).

Первая проблема, с которой при конструировании любых устройств сталкиваются - это проблема электропитания. В разделе будут рассмотрены разнообразные сетевые источники питания (микромощные, средней мощности, мощные).

При выборе и разработке источника питания (далее ИП) необходимо учитывать ряд факторов, определяемых условиями эксплуатации, свойствами нагрузки, требованиями к безопасности и т.д.

В первую очередь, конечно, следует обратить внимание на соответствие электрических параметров ИП требованиям питаемого устройства, а именно:

- напряжение питания;

- потребляемый ток;

- требуемый уровень стабилизации напряжения питания;

- допустимый уровень пульсации напряжения питания.

Немаловажны и характеристики ИП. влияющие на его эксплуатационные качества:

- наличие систем защиты;

- массогабаритные размеры.

Являясь неотъемлемой частью радиоэлектронной аппаратуры, средства вторичного электропитания должны жестко соответствовать определенным требованиям, которые определяются как требованиями к самой аппаратуре в целом, так и условиям предъявляемыми к источникам питания и их работе в составе данной аппаратуры. Любой из параметров ИП, выходящий за границы допустимых требований, вносит диссонанс в работу устройства. Поэтому, прежде чем начинать сборку ИП к предполагаемой конструкции, нужно внимательно проанализировать все имеющиеся варианты и выбрать такой ИП, который будет максимально соответствовать всем предъявляемым требованиям.

Существует четыре основных типа сетевых источников питания:

- бестрансформаторные ИП, с гасящим резистором или конденсатором.

- линейные ИП, выполненные по классической схеме (рисунок 6.1):

- стабилизатор;

- вторичные импульсные (рисунок 6.2):

- импульсный высоковольтный высокочастотный фильтр;

- выпрямитель ~220В - импульсный высокочастотный преобразователь 20 кГц.

4

Рисунок 6.1 - Схема линейного ИП

Рисунок 6.2 - Схема вторичного импульсного ИП

Линейные источники питания отличаются предельной простотой и надежностью, отсутствием высокочастотных помех. Высокая степень доступности комплектующих и простота изготовления делает их наиболее привлекательными для реализации. Кроме того, в некоторых случаях немаловажен и чисто экономический расчет - применение линейных ИП однозначно оправдано в устройствах, потребляющих до 500мА, которые требуют достаточно малогабаритных ИП. К таким устройствам можно отнести: блоки питания радиоприемников, АОНов, систем сигнализации и т.д.

Необходимо отметить, что некоторые конструкции, не требующие гальванической развязки с промышленной сетью, можно питать через гасящий конденсатор или резистор, при этом потребляемый ток может достигать сотен миллиампер.

Эффективность и рациональность применения линейных ИП значительно снижаются при токах потребления более 1А. Причинами этого являются следующие явления:

- колебания сетевого напряжения сказываются на коэффициенте стабилизации;

- на входе стабилизатора приходится устанавливать напряжение, которое будет заведомо выше минимально допустимого при любых колебаниях напряжения в сети, а это значит, что когда эти колебания высоки. необходимо устанавливать завышенное напряжение, что в свою очередь влияет на проходной транзистор (неоправданно большое падение напряжения на переходе, и как следствие - высокое тепловыделение);

- большой потребляемый ток требует применения габаритных радиаторов на выпрямляющих диодах и регулирующем транзисторе, ухудшает тепловой режим и габаритные размеры устройства в целом.

Достаточно просты в изготовлении и эксплуатации вторичные импульсные преобразователи напряжения, их отличает простота изготовления и дешевизна комплектующих. Экономически и технологически оправдано конструировать ИП по схеме вторичного импульсного преобразователя для устройств с током потребления 1…5А, для усилителей низкой частоты, зарядных устройств.

Лучшая отличительная черта вторичных преобразователей перед линейными преобразователями - массогабаритные характеристики выпрямителя, фильтра, преобразователя, стабилизатора. Однако их отличает большой уровень помех, поэтому при конструировании необходимо уделить внимание экранированию и подавлению высокочастотных составляющих в шине питания.

В последнее время получили достаточно широкое распространение импульсные ИП, построенные на основе высокочастотного преобразователя с бестрансформаторным входом. Эти устройства, питаясь от промышленной сети 220В, не содержат в своем составе громоздких низкочастотных силовых трансформаторов, а преобразование напряжения осуществляется высокочастотным преобразователем на частотах 20-400 кГц. Такие источники питания обладают на порядок лучшими массогабаритными показателями по сравнению с линейными, а их КПД может достигать 90% и более. ИП с импульсным высокочастотным преобразователем существенно улучшают многие характеристики устройств, питаемых от этих источников, и могут применяться практически в любых конструкциях. Однако их отличает достаточно высокий уровень сложности, высокий уровень помех в шине питания, низкая надежность, высокая себестоимость, недоступность некоторых компонентов. Таким образом, необходимо иметь очень веские основания для применения импульсных ИП на основе высокочастотного преобразователя (в промышленных устройствах это в большинстве случаев оправдано). Такими основаниями могут служить: вероятность колебаний входного напряжения в пределах ~100 - 300 В. возможность создавать ИП с мощностью от десятков ватт до сотен киловатт на любые выходные напряжения, появление доступных высокотехнологичных решений на основе ИМС и других современных компонентов.

В настоящее время традиционные линейные источники питания все больше вытесняются импульсными. Однако, несмотря на это, они продолжают оставаться весьма удобным и практичным решением в конструировании. Причин тому несколько: во-первых, линейные источники питания конструктивно достаточно просты и легко настраиваются, во-вторых, они не требуют применения дорогостоящих высоковольтных компонентов и, наконец, они значительно надежнее импульсных ИП.

Типичный линейный ИП содержит в своем составе: сетевой понижающий трансформатор, диодный мост с фильтром и стабилизатор, который преобразует нестабилизированное напряжение, получаемое со вторичной обмотки трансформатора через диодный мост и фильтр, в выходное стабилизированное напряжение, причем, это выходное напряжение всегда ниже нестабилизированного входного напряжения стабилизатора. Основным недостатком такой схемы является низкий КПД и необходимость резервирования мощности практически во всех элементах устройства (т.е. требуется установка компонентов допускающих большие нагрузки, чем предполагаемые для ИП в целом, например, для ИП мощностью 10Вт требуется трансформатор мощностью не менее 15Вт и т.п.). Причиной этого является принцип по которому функционируют стабилизаторы линейных ИП. Он заключается в рассеивании на регулирующем элементе некоторой мощности

P_pac = I_нагр * (U_вх - U_вых)

Из формулы следует, что чем больше разница между входным и выходным напряжением стабилизатора, тем большую мощность необходимо рассеивать на регулирующем элементе. С другой стороны, чем более нестабильно входное напряжение стабилизатора, и чем больше оно зависит от изменения тока нагрузки, тем более высоким оно должно быть по отношению к выходному напряжению. Таким образом видно, что стабилизаторы линейных ИП функционируют в достаточно узких рамках допустимых входных напряжений, причем эти рамки еще сужаются при предъявлении жестких требований к КПД устройства. Зато, достигаемая в линейных источниках питания степень стабилизации и подавление импульсных помех намного превосходят другие схемы.

В большинстве случаев в качестве источников питания устройств могут применяться линейные ИП на основе микросхем линейных стабилизаторов серии К(КР) 142 или их зарубежных аналогов (например ИМС серии LM, LM317). Они обладают очень хорошими параметрами, имеют встроенные цепи защиты от перегрузок, и т.п., легко доступны и просты в применении (большинство стабилизаторов этой серии полностью реализованы внутри ИС, которые (имеют всего три вывода). Однако, при конструировании линейных ИП большой мощности (25-100Вт) требуется более тонкий подход, а именно: применение специальных трансформаторов с броневыми сердечниками (имеющих больший КДП), прямое использование только интегральных стабилизаторов невозможно ввиду недостаточности их мощности, т.е. нужны дополнительные силовые компоненты и, как следствие, дополнительные цепочки защиты от перегрузки, перегрева и перенапряжения. Такие ИП выделяют много тепла, предполагают установку многих компонентов на больших радиаторах и, соответственно, достаточно габаритны; для достижения высокого коэффициента стабилизации выходного напряжения требуются специальные схемные решения.

В отличие от традиционных линейных ИП, предполагающих гашение излишнего нестабилизированного напряжения на проходном линейном элементе, импульсные ИП используют иные методы и физические явления для генерации стабилизированного напряжения, а именно: эффект накопления энергии в катушках индуктивности, а также возможность высокочастотной трансформации и преобразования накопленной энергии в постоянное напряжение. Существует три типовых схемы построения импульсных ИП (рисунок 6.3а, 6.3б, 6.3в): повышающая (выходное напряжение выше входного), понижающая (выходное напряжение ниже входного) и инвертирующая (выходное напряжение имеет противоположную по отношению к входному полярность).

Отличаются они лишь способом подключения индуктивности, в остальном, принцип работы остается неизменным, а именно: ключевой элемент (обычно применяют биполярные или МДП транзисторы), работающий с частотой порядка 20-100 кГц, периодически на короткое время (не более 50% времени) прикладывает к катушке индуктивности полное входное нестабилизированное напряжение. Импульсный ток, протекающий при этом через катушку, обеспечивает накопление запаса энергии в её магнитном поле Ѕ*L*I² на каждом импульсе. Запасенная таким образом энергия из катушки передастся в нагрузку (либо напрямую, с использованием выпрямляющего диода, либо через вторичную обмотку с последующим выпрямлением), конденсатор выходного сглаживающего фильтра обеспечивает постоянство выходного напряжения и тока. Стабилизация выходного напряжения обеспечивается автоматической регулировкой ширины или частоты следования импульсов на ключевом элементе (для слежения за выходным напряжением предназначена цепь обратной связи).

Такая, хотя и достаточно сложная, схема позволяет существенно повысить КПД всего устройства. Дело в том, что, в данном случае, кроме самой нагрузки в схеме отсутствуют силовые элементы, рассеивающие значительную мощность. Ключевые транзисторы работают в режиме насыщенного ключа (т.е. падение напряжения на них мало) и рассеивают мощность только в достаточно короткие временные интервалы (время подачи импульса). Помимо этого, за счет повышения частоты преобразования можно существенно увеличить мощность и улучшить массогабаритные характеристики.

Важным технологическим преимуществом импульсных ИП является возможность построения на их основе малогабаритных сетевых ИП с гальванической развязкой от сети для питания самой разнообразной аппаратуры. Такие ИП строятся без применения громоздкого низкочастотного силового трансформатора по схеме высокочастотного преобразователя. Это, собственно, типовая схема импульсного ИП с понижением напряжения, где в качестве входного напряжения используется выпрямленное сетевое напряжение, а в качестве накопительного элемента - высокочастотный трансформатор (малогабаритный и с высоким КПД), со вторичной обмотки которого и снимается выходное стабилизированное напряжение (этот трансформатор обеспечивает также гальваническую развязку с сетью).

К недостаткам импульсных ИП можно отнести: наличие высокого уровня импульсных шумов на выходе, высокую, сложность и низкую надежность (особенно при кустарном изготовлении), необходимость применения дорогостоящих высоковольтных высокочастотных компонентов, которые в случае малейшей неисправности легко выходят из строя «всем скопом» (при этом. как правило, можно наблюдать впечатляющие пиротехнические эффекты).

6.2 Узел стабилизации

Блок стабилизации может быть представлен в виде двух функциональных узлов или одного, причем, последний может представлять собой интегральный стабилизатор напряжения, позволяющий работать в режиме стабилизации тока. Но при всем преимуществе интегральных схем их нужно устанавливать на теплоотвод из-за значительного нагревания.

7. Расчет параметров и выбор элементов источника питания

7.1 Расчет параметров и выбор элементов стабилизирующей части

Необходимое напряжение, которое нужно будет стабилизировать, будет поступать с выпрямителя, который работает от переменного сетевого напряжения 220 В.

Для питания операционных усилителей, собранных на микросхеме, необходимо использовать двуполярное напряжение номиналом плюс 15 и минус 15 вольт и током, не превышающим ток потребления операционного усилителя. Это напряжение необходимо стабилизировать. В качестве операционного усилителя был выбран операционный усилитель типа LM324 (отечественный аналог - 1401УД2).

Также необходимо обеспечить двуполярное напряжение ±5 В с соответствующим током потребления для питания АЦП двойного интегрирования, собранного на микросхеме. Для исследования АЦП двойного интегрирования необходимо будет подавать на вход микросхемы исследуемое напряжение. Это напряжение колеблется в пределах от 1.2 В до 1.7 В. Для получения этого напряжения будем использовать регулируемый стабилизатор напряжения типа КР142ЕН12А.

7.1.1 Расчет параметров и выбор элементов стабилизатора на ±15 В

Для случаев, когда требуется два симметричных относительно общей точки стабилизированных напряжения (например, ±15 В) выпускаются ИМС, содержащие два стабилизатора - на положительное и отрицательное напряжение, например NE5554 (отечественный аналог - КР142ЕН6).

Параметры стабилизаторы напряжения КР142ЕН6А

Параметр	Значение
Выходное напряжение, В	±15
Точность, %	3
Выходной ток, А	0,2
Мощность рассеяния, Вт	2
Коэффициент стабилизации	100
Выходное сопротивление, Ом	0,5
Минимальное падение напряжения, В	2,5
Потребляемый ток, мА	8,5
Средний ТКН, %/°С	0,007
Входное напряжение, не более В	±32

Напряжение на вход стабилизатора будет подаваться с выпрямителя, причем напряжение должно быть на 2,5 В больше напряжения, которое необходимо будет стабилизировать. Это связано с тем, что падение напряжения на микросхеме составляет 2,5 В.

Стабилизированное напряжение будет подаваться на входы других стабилизаторов напряжения, поэтому рассчитаем необходимый ток нагрузки. Ток нагрузки будет служить током потребления для микросхем, которые будут присоединены к этому стабилизатору. Для питания других микросхем достаточно будет тока нагрузки равного 100 мА.

Исходя из вышесказанного, рассчитаем сопротивление нагрузки:

, (7.1)

Ом

Рассчитаем мощность резистора R1:

Вт (7.2)

Примем мощность резистора Р равной 2 Вт.

Выберем сопротивление R1 - С2-33Н-2 Вт - 150 Ом ±5%.

Значение сопротивления будет таким же что и значение сопротивления R1.

Выберем сопротивление R2 - С2-33Н-2 Вт - 150 Ом ± 5%.

Конденсаторы С1-С6 используются для обеспечения устойчивости работы ИС: Cl, C2 - не менее 2.2 мкФ для танталовых и не менее 10 мкФ для алюминиевых оксидных конденсаторов; С5, С6 - 1.0 мкФ для танталовых и 10 мкФ для алюминиевых, монтаж их не далее 70 мм от ИС. СЗ, С4 - керамические 0.001-0.2 мкФ.

Выберем конденсаторы С1 и С2:

Выберем конденсатор С1 - К50-16-25В - 47мкФ ± 20%.

Выберем конденсатор С2 - К50-16-25В - 47мкФ ± 20%.

Выберем конденсаторы С3 и С4:

Выберем конденсатор С3 - К10-17-П33 - 1200мкФ ± 5%.

Выберем конденсатор С4 - К10-17-П33 - 1200мкФ ± 5%.

Выберем конденсаторы С5 и С6:

Выберем конденсатор С5 - К50-16-25В - 10мкФ ± 20%.

Выберем конденсатор С6 - К50-16-25В - 10мкФ ± 20%.

7.1.2 Расчет параметров и выбор элементов стабилизатора на +9 В

Для получения стабилизированного напряжения +9 В необходимо стабилизировать входное напряжение +15 В, которое поступает со стабилизатора КР142ЕН6А. В качестве стабилизатора на +9 В был выбран стабилизатор типа LM317.

Для обеспечения устойчивости схемы используются конденсаторы С1 и С2. Стабилизированное напряжение будет поступать на входы питания микросхемы АЦП двойного интегрирования.

Максимальный необходимый ток для питания микросхемы составляет 1,8 мА.

Найдем выходное напряжение:

,

В.

Рассчитаем мощность резистора R2:

Вт (7.3)

Примем мощность резистора Р равной 0,125 Вт.

Выберем сопротивление R2 - С2-33Н - 0,125 Вт - 39 Ом ± 5%.

Рассчитаем мощность резистора R1:

мВт (7.4)

Примем мощность резистора Р равной 0,125 Вт.

Выберем сопротивление R1 - С2-33Н - 0,125 Вт - 240 Ом ± 5%.

Найдем сопротивление нагрузки R3 на ток потребления 1,6 мА:

кОм (7.5)

Примем сопротивление резистора R3 = 5,6 кОм

Рассчитаем мощность резистора R3:

мВт (7.6)

Примем мощность резистора Р равной 0,125 Вт.

Выберем сопротивление R3 - С2-33Н - 0,125 Вт - 5,6 кОм ± 5%.

Выберем конденсаторы С1 и С2:

Выберем конденсатор С1 - К50-16-25В - 10мкФ ± 20%.

Выберем конденсатор С2 - К50-16-25В - 10мкФ ± 20%.

7.1.3 Расчет параметров и выбор элементов стабилизатора на -9 В

Для получения стабилизированного напряжения -9 В необходимо стабилизировать входное напряжение -15 В, которое поступает со стабилизатора КР142ЕН6А. В качестве стабилизатора на -9 В был выбран стабилизатор типа L79L09C (отечественный аналог КР1168ЕН9А). Параметры стабилизатора приведены в таблице 7.3.

Параметры стабилизатора напряжения L79L09C

Параметр	Значение
Выходное напряжение, номинальное В	-9
Выходной ток, А	0,1
Окончание таблицы 10.3
Параметр	Значение
Мощность рассеяния, Вт	0,5
Выходное сопротивление, Ом	0,6
Минимальное падение напряжения, В	1,7
Потребляемый ток, мА	5
Входное напряжение, не более В	-30

Для обеспечения устойчивости схемы используются конденсаторы С1 и С2. Стабилизированное напряжение будет поступать на входы питания микросхемы АЦП двойного интегрирования.

Максимальный необходимый ток для питания микросхемы составляет 1,8 мА.

Найдем сопротивление нагрузки R1 на ток потребления 1,6 мА:

кОм (7.7)

Примем сопротивление резистора R1 = 5,6 кОм

Рассчитаем мощность резистора R1:

мВт (7.8)

Примем мощность резистора Р равной 2 Вт.

Выберем сопротивление R1 - С2-33Н - 0,125 Вт - 5,6 кОм ± 5%.

Выберем конденсатор С1 - К53-14-25В - 0,1 мкФ ± 20%.

Выберем конденсатор С2 - К53-14-10В - 10 мкФ ± 20%.

7.1.4 Расчет параметров и выбор элементов стабилизатора на +5 В

Для получения стабилизированного напряжения +5 В необходимо стабилизировать входное напряжение +15 В, которое поступает со стабилизатора КР142ЕН6А. В качестве стабилизатора на +5 В был выбран стабилизатор типа LM78L05. Параметры стабилизатора приведены в таблице 10.4.

Параметры стабилизатора напряжения LM78L05

Параметр	Значение
Выходное напряжение, номинальное В	5
Выходной ток, А	0,1
Мощность рассеяния, Вт	0,5
Минимальное падение напряжения, В	1,7
Потребляемый ток, мА	5
Входное напряжение, не более В	-30

Для обеспечения устойчивости схемы используются конденсаторы С1 и С2. Стабилизированное напряжение будет поступать на входы ЦАП, выполненного на двоично-взвешенных резисторах.

Найдем сопротивление нагрузки R1 на ток потребления 1,6 мА:

кОм (7.9)

Примем сопротивление резистора R1 = 5,6 кОм

Рассчитаем мощность резистора R1:

мВт (7.10)

Примем мощность резистора Р равной 2 Вт.

Выберем сопротивление R1 - С2-33Н - 0,125 Вт - 5,6 кОм ± 5%.

Выберем конденсатор С1 - К53-14-25В - 0,1 мкФ ± 20%.

Выберем конденсатор С2 - К53-14-10В - 10 мкФ ± 20%.

7.1.5 Расчет параметров и выбор элементов стабилизатора на +1,2-1,7 В

Для получения стабилизированного напряжения +5 В необходимо стабилизировать входное напряжение +15 В, которое поступает со стабилизатора КР142ЕН6А. В качестве стабилизатора был выбран регулировочный стабилизатор типа 142ЕН12А.

Параметры стабилизатора напряжения 142ЕН12А

Параметр	Значение
Выходное напряжение, В	1,2. 37
Выходной ток, А	1
Мощность рассеяния, Вт	1
Минимальное падение напряжения, В	3,5
Потребляемый ток, мА	5

Для обеспечения устойчивости схемы используются конденсаторы С1 и С2. Стабилизированное напряжение будет поступать на входы АЦП двойного интегрирования, выполненного микросхеме.

Нагрузкой в данном случае является резистивный делитель.

Значение выходного напряжения вычисляется по формуле

(7.11)

Значение выходного напряжения не должно превышать 1,999 В.

Тогда минимальное напряжение, которое будет на выходе микросхемы составит 1,2 В.

Рассчитаем значения сопротивлений. Примем значение резистора R2 равным 200 Ом, тогда значение сопротивления резистора при Uвых = 1,9 В составит

, (7.12)

Ом.

Примем значение R2 = 47 Ом, тогда выходное напряжение будет равно

В (7.13)

Рассчитаем мощность резистора R2:

мВт (7.14)

Примем мощность резистора Р равной 0,25 Вт.

Выберем сопротивление R2 - СП3-41-0,25 Вт - 47 Ом ± 10%.

мВт (7.15)

Примем мощность резистора Р равной 0,125 Вт.

Выберем сопротивление R1 - С2-33Н - 0,125 Вт - 200 Ом ± 5%.

Выберем конденсатор С1 - К53-14А-20В - 10 мкФ ± 20%.

Выберем конденсатор С2 - К53-14А-20В - 10 мкФ ± 20%.

Выберем диод типа КД522.

7.2 Расчет параметров и выбор элементов силовой части

Для питания микросхем и узлов устройства необходимо обеспечить стабилизованное напряжение. Напряжение, которое необходимо стабилизировать будет поступать с выпрямителя переменного напряжения 220 В.

Для расчета трансформатора необходимы начальные условия, а именно

- выходное напряжение Uвых=18 В

- ток нагрузки 1 А

Расчет трансформатора:

А, (7.16)

В (7.17)

Вт (7.18)

где I_2тр - ток вторичной обмотки трансформатора;

U_2тр = 12,72В - напряжение вторичной обмотки трансформатора;

P_2тр - мощность трансформатора.

А (7.19)

Рассчитаем коэффициент трансформации:

Выберем тороидальный трансформатор типа ТТП-15.

Критерии для выбора диодов в выпрямителе:

I_VD = 1A;

U_обр = 60В;

Выберем диодный блок VD1-VD4 - КЦ405Е с параметрами:

U_обр = 100В;

I_VD = 1A.

Заключение

В результате проделанной работы были разработаны принципиальная схема лабораторного макета, источник питания собственных нужд, разработаны программы исследования АЦП и ЦАП, а также таблицы для выполнения лабораторных работ. Произведен сравнительный анализ преобразователей в интегральном исполнении и преобразователей аналогового исполнения. Рассмотрены основные типы и разновидности источников питания и стабилизаторов напряжения. В соответствии с техническим заданием были выбраны и рассчитаны преобразователь с двоично-взешенными резисторами, кодоуправляемый делитель напряжения и АЦП, выполненный на ИМС.

преобразователь интегральный аналоговый резистор

Список источников

1 Герасимов В.М., Скворцов В.А. Электронные цепи и микросхемотехника. Часть 2. Учебное пособие- Томск: Изд-во Томск, 2004. - 209 с.

2 Справочник по цифроаналоговым и аналого-цифровым преобразователям: Пер. с англ. /Под ред. Ю.А. Рюжина- М.: Радио и связь, 1982. - 552c.

3 Кауфман М., Сидман. А.Г. Практическое руководство по расчетам схем в электронике. Справочник. В 2-х т.: Пер. с англ./ Под ред. Ф.Н. Покровского. М.: Энергоатомиздат, 1991. 368 с.

4 Щербаков В.И., Грездов Г.И. Электронные схемы на операционных усилителях: Справочник.- Киев: Техника, 1983.-213 с.

5 Новиков Ю. В. Введение в цифровую схемотехнику. М: Интернет-Университет Информационных Технологий; БИНОМ. Лаборатория знаний, 2007.-343 с.

6 Никамкин В.А. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Справочник. - СПб.: КОРОНА-принт, 2003. - 224 с.

7 Бахтиаров Г.Д., Малинин В.В., Школин В.П. Аналого-цифровые преобразователи/ Под ред. Г. Д. Бахтиарова - М.: Сов. Радио. 1980, 289 с.

8 Гитис Э.И. Преобразователи информации для электронных вычислительных устройств. - М.: Энергия. 1975, 447 с.

9 Бахтиаров Г.Д., Дикий С. Л. Аналого-цифровые преобразователи. Зарубежная радиоэлектроника. 1975. №1, с. 52-90.

10 Гутников В. С. Применение операционных усилителей в измерительной технике.- Л.: Энергия, Ленингр. отд., 1975, 120 с.

11 Интернет: http://www.diagram.com.ua/list/ms-898.shtml

12 Интернет http://site-mirrors.icf.bofh.ru/dsheets

13 Шлыков Г. П. Измерение параметров интегральных ЦАП и АЦП. - М.: Радио и связь. 1985, 128 с.

14 Шило В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре. - М.: Сов. радио. 1979, 368 с.

15 Марше Ж. Операционные усилители и их применение.- Л.: Энергия, Ленингр. Отд. 1974, 216 с.

16 Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: в 2-х томах. т.2/ Пер. с англ.- М.: Мир. 1984, 590 с.

17 Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы. Справочник. Под ред. С.В.Якубовского. М.: Радио и связь, 1990. 496 с.

18 Бирюков С. Микросхемные стабилизаторы напряжения широкого применения. - Радио, 1999, №2, с. 69-71.

19 Векслер Г. Расчет электропитающих устройств. К.: Техника, 1978. 208 с

20 Интернет http://ham.kiev.ua/sprav/leds/ledh01.htm

21 Интернет http://radio-gl.narod.ru/constr/zvuk/element/element.htm

22 Семушкин С. Источники тока и их применение. "Радио", 1978. № 2,3.

23 Интернет http://www.bashedu.ru/wsap/posobie/chapter5/1.htm

24 Никулин Н.В., Назаров А. С. Радиоматериалы и радиокомпоненты: Учеб. Пособ. Для сред. ПТУ.- 3-е изд., перераб. И доп.- М.: Высш.шк. (профтехобразование), 1986.- 208 с.

25 Волович Г. И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств.- М.: Издательский дом «Додека-XXI», 2005.- 528 с.

26 Микросхемы для линейных источников питания и их применение. М.: Додэка.- 1996, 288 с.

27 Интегральные микросхемы: Микросхемы для аналого-цифрового преобразования и средств мультимедиа. Выпуск 1.- М.: Додэка, 1996.-384 с.

28 Бирюков С. Портативный цифровой мультиметр: Сб.: "В помощь радиолюбителю", вып. 100.- М.: ДОСААФ, 1998 с. 70--90.

29 Интернет http://www.chipindustry.ru/shop/

30 Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным схемам/ под общ. ред. Н. Н. Горюнова. Изд. 3-е.-М.: Энергия, 1972.

31 Современные линейные интегральные микросхемы и их применение. Под ред. Гальперина. - М.: Энергия, 1980.

32 Щербаков В.И., Грезов Г.И. Электронные схемы на операционных усилителях. Справочник. - Киев.: Технiка, 1983.

33 Семенов В. Д., Мишуров В. С. Основы преобразовательной техники: Учебное пособие.- Томск: ТМЦДО,2001.- 132 с.

34 Дерябина Е. В. Организация и планирование производства: Учебное пособие.- Томск: ТМЦДО, 2005.- 259 с.

35 Охрана труда в электроустановках. Под ред. Князевского. - М.: Энэргия, 1977.

36 СниП 2.04.09-84.-М.:1985.

37 Барамысова Г.А. Методические указания к экономической части дипломного проекта для специальности 23.05 всех форм обучения. - Алма-Ата: АЭИ, 1990 г.

38 Баклашов Н.И., Китаева Н.Ж., Терехов Б.Д.. Охрана труда на предприятиях связи и охрана окружающей среды. - М.: Радио и связь, 1989.

Размещено на Allbest.ru