Анализ работы и расчет волноводного генератора

Особенности дискретного фазирования элементов. При создании ФАР используются дискретные фазирующие устройства, с помощью которых фаза возбуждения в каждом излучателе может быть изменена только скачком на величину АФ, называемую дискретом фазирования. Обычно где (р-целое число).

Рис. 7. Бинарный принцип управления фазой

Управление включением необходимого фазового сдвига обычно строится по бинарному принципу (рис. 7). Проходной фазовращатель разбивается на р каскадов, каждый из которых может находиться в одном из двух состояний, характеризуемых фазовой задержкой 0 или , где т--номер каскада. Для выбора любого из возможных фазовых состояний фазовращателя достаточно использовать только р управляющих сигналов, принимающих условные значения 0 или 1.

Важнейшим преимуществом дискретных фазирующих устройств по сравнению с плавными (так называемыми аналоговыми) является улучшенная стабильность. Это объясняется тем, что управляющие устройства работают в переключательном режиме с использованием только двух крайних областей их характеристик. Другим преимуществом дискретных фазирующих устройств является удобство управления ими с помощью ЭВМ.

При дискретном фазировании решетки в направлении , для каждого излучателя по формуле (1) рассчитывается точное («идеальное») значение фазы , которое затем округляется до ближайшего дискретного значения Фп:



где Е(х)--операция выделения целой части числа х; Фп(Фпо)=Фпо--Фп--систематическая фазовая ошибка из-за дискретности фазирования. Зависимость этой ошибки от значения «идеальной» фазы Фпо представляет пилообразную функцию с периодом ДФ (рис. 8).

Множитель направленности любой (линейной, плоской или произвольной формы) дискретно фазируемой решетки, может быть представлен в виде

где --разность хода, зависящая от координат излучателя и направления наблюдения; п--единая последовательность чисел, образующих номера излучателей. Разложим входящую в эту

Рис. 8. Систематическая фазовая ошибка в элементе решетки при дискретном фазировании

формулу последнюю экспоненту в - ряд Фурье по переменной :

(2)

где коэффициенты разложения

(3)

Подставляя в эту формулу конкретные значения разности хода и идеальной фазы, можно получить развернутые выражения для множителей направленности линейной, плоской или произвольной антенной решетки с дискретным фазированием. Этот множитель оказывается представленным бесконечной суммой парциальных ДН . Главный вес в этой сумме имеет нулевой член , представляющий ДН решетки с идеальным фазированием. Однако главный максимум этой ДН уменьшен в раз, что свидетельствует о снижении КНД. Другие слагаемые в (4) дают дополнительное паразитное излучение из-за дискретности фазирования. С уменьшением дискрета фазы до нуля интенсивность паразитных составляющих стремится к нулю.

Попытаемся найти направление, в котором паразитная ДН с номером от имеет максимум. Для этого следует положить равным нулю показатель экспоненты в (4) и тем самым исследовать возможность синфазного сложения полей от всех излучателей решетки для данного т. Для плоской антенной решетки условие эквивалентно равенству

(5)

где , --направление фазирования решетки; Хп, Yп --координаты излучателя с номером п; От, (рт -- направление максимального излучения паразитной ДН. Так как (15.5) должно одновременно выполняться для любых Хп, Уп, то решение имеет вид

1 при m<0

0 при m

Таким образом, максимумы паразитных ДН при любых т0 расположены в плоскости отклонения луча от нормали к раскрыву, а сами паразитные ДН представляют собой ДН плоской решетки, идеально с фазированной в направлении ,

Абсолютный уровень наибольших паразитных максимумов

m=±1, согласно (3), составляет Например, в случае (четыре положения фазы) уровень наибольшего паразитного максимума может составлять примерно --9,6 дБ, а при --примерно --16,6 дБ. Паразитные лепестки заметного уровня характерны лишь для линейных и плоских ФАР с дискретным фазированием. В неплоских ФАР уравнение (5) не имеет одинакового решения для всех пар элементов решетки и происходит своеобразное рассеивание мощности паразитных ДН в широкой зоне углов. Аналогичного эффекта можно добиться и для линейных и плоских ФАР путем создания нелинейного начального фазового распределения -- фазовой подставки. Естественно, что начальное фазовое распределение должно компенсироваться фазовращателями при сканировании.

Снижение коэффициента использования поверхности ФАР с дискретным сканированием дается приближенной формулой справедливой как при наличии начальной фазовой подставки, так и при ее отсутствии.

Многолучевые антенные решетки

Многолучевыми называют антенны с несколькими независимыми входами, каждому из которых соответствует своя ДН, для краткости называемая «лучом». Наиболее простым и наглядным примером многолучевой антенны является линза Люнеберга с системой независимых облучателей (рис.11). Моноимпульсные антенны с суммарными и разностными ДН, формируемыми общим раскрывом зеркала, являются также примером многолучевой антенны. Многолучевые антенны можно строить и на основе антенных решеток с помощью специальных проходных многополюсников, часть входов которых присоединяется к излучателям решетки, а другая часть входов соответствует независимым каналам с различающимися ДН. Проходной многополюсник, применяемый для питания многолучевых антенных решеток, носит название диаграммообразующей схемы (ДОС). Обычно с целью сохранения высокого КПД антенны ДОС выполняются из реактивных элементов: направленных ответвителей, фиксированных фазосдвигателей, отрезков линий передачи и др. Однако иногда в ДОС вводят и поглощающие нагрузки.

Как правило, в многолучевой антенне стремятся получить систему остронаправленных лучей, равномерно заполняющих заданный сектор пространства. Переключением этих лучей реализуют амплитудный способ сканирования. Система управления при амплитудном способе сканирования получается значительно проще, чем при фазовом способе, так как необходимые амплитудно-фазовые возбуждения различных лучей «запоминаются» в ДОС, а роль системы управления сводится только к выбору ДН с нужным номером.

В многолучевых антеннах возможна одновременная параллельная обработка информации, поступающей по различным каналам, и это позволяет существенно увеличить быстродействие радиотехнической системы. Недостатками амплитудного способа сканирования являются необходимость применения сравнительно сложных ДОС и некоторое ограничение возможностей создания ДН иной формы, отличной от формы имеющихся лучей. Рассмотрим наиболее распространенные ДОС, используемые для возбуждения линейных эквидистантных антенных решеток.

Последовательная диаграммообразующая схема (матрица Бласса)

Эта ДОС состоит из двух взаимно пересекающихся систем линий передачи, связанных в местах пересечений направленными ответвителями со слабой связью (рис.9а). Выходы вертикальных линий присоединяются к излучателям, входы горизонтальной и наклонных линий представляют собой входы антенны. Свободные концы линий нагружены на согласованные поглотители. Пусть источник колебаний подключен к входу антенной системы. Высокочастотная мощность распространяется по горизонтальной линии передачи, частично ответвляясь в каждом пересечении в сторону излучателей. Излучатели оказываются возбужденными с линейным фазовым распределением. Коэффициент замедления фазовой скорости возбуждения зависит от длины линий задержки (фиксированных фазосдвигателей), установленных на входах излучателей. Если коэффициенты связи в направленных ответвителях одинаковы, то амплитудное распределение возбуждения экспоненциально спадает к правому концу решетки, причем некоторая часть мощности (10--20%) поглощается в оконечной нагрузке. Вся остальная мощность идет на формирование остронаправленного излучения с ориентацией главного максимума в направлении (рис.9 б), а другие входы антенной системы и остальные согласованные нагрузки остаются невозбужденными. Таким образом, с входа / многолучевая антенна работает как простая линейная решетка, питаемая по последовательной схеме от горизонтальной линии передачи через направленные ответвители.

Пусть теперь источник колебаний подключен к входу 2. Так как идущий от входа 2 тракт имеет наклон по отношению к первому тракту, то на излучателях решетки создается распределение возбуждения с иным коэффициентом замедления фазовой скорости, поскольку возбуждения левых излучателей происходят с дополнительным запаздыванием по отношению к правым излучателям. Поэтому в пространстве появляется острой вправленное излучение с ориентацией главного максимума в направлении 2 (рис.9 б). При возбуждении входа 2 мощность, распространяющаяся в вертикальных линиях передачи в сторону излучателей, проходит через ряд направленных ответвителей верхнего этажа ДОС. С первого взгляда это должно ослабить мощность, поступающую к излучателям, а кроме того, должна появиться волна, движущаяся вправо в горизонтальном тракте верхнего этажа, часть мощности которой может теряться в нагрузке. На этом основании можно было бы ожидать ухудшения КПД второго луча по отношению к первому и точно так же третьего по отношению ко второму и т. д. Однако имеется благоприятный фактор, который мешает проявлению этих нежелательных последствий. Горизонтальные тракты верхних этажей возбуждаются одновременно многими расфазированными сигналами нижних этажей, причем расфазирование вызвано взаимным наклоном соседних горизонтальных линий. При достаточном смещении максимумов соседних лучей (не менее ширины одного луча по половинной мощности) суммы ответвившихся расфазированных сигналов в согласованных нагрузках верхних этажей оказываются близкими нулю. Поэтому верхние этажи практически не уменьшают мощности, идущей к излучателям от нижних этажей, и только создают небольшие искажения амплитудно-фазового распределения возбуждения излучателей решетки. Расчеты показывают, что вследствие влияния верхних этажей амплитудное распределение в раскрыве решетки для всех входов, кроме верхнего, выравнивается, а фазовая ошибка, т. е. отклонение фазы от линейного закона, хотя и увеличивается для нижних входов, но все же остается незначительной.

Аналогичное рассмотрение можно провести для каждого последующего входа.

Итак, с помощью последовательной ДОС имеется возможность создать систему одновременно существующих и не взаимодействующих между собой остронаправленных лучей, причем их число не должно превышать числа элементов решетки (во избежание снижения КПД схемы). Известны примеры применения многолучевых решеток с последовательными ДОС в аэродромных радиолокационных станциях определения высоты самолетов (в секторе углов места 0,5--40° располагается до 110 независимых лучей). Преимуществом последовательной ДОС является возможность ее реализации при любом числе элементов решетки и такого подбора длин линий на входах излучателей и между направленными ответвителями, при котором направления лучей оказываются не зависящими от частоты. Недостатком последовательной ДОС является слишком большое число направленных ответвителей и снижение КПД из-за потерь мощности в нагрузках.

Параллельная диаграммообразующая схема (матрица Батлера). Для этой ДОС характерно, что прохождение высокочастотной мощности от каждого входа многолучевой антенны к излучателям решетки напоминает прохождение мощности в схеме двоично-этажного питания, т. е. в <елочке». Проще всего уяснить принцип действия параллельной ДОС на конкретном примере, ограничив число излучателей эквидистантой линейной решетки восемью (рис.10, а, б). Основными «строительными элементами» ДОС являются квадратурные 3-дБ направленные ответвители. В каждом ответвителе мощность с любого нижнего входа поровну распределяется между верхними входами с дополнительной задержкой по фазе л/2 при прохождении мощности «по диагонали» ответвителя. Наряду с ответвителями в параллельной ДОС используются также фиксированные фазосдвигатели (линии задержки), показанные квадратиками с вписанной в них величиной фазовой задержки в радианах.

Электрические длины всех остальных отрезков линий передачи для простоты можно условно считать нулевыми. Осуществляя мысленно подачу колебаний ВЧ на любой вход ДОС и прослеживая пути движения мощности к каждому излучателю решетки, можно легко найти возникающие амплитудно-фазовые распределения возбуждения. Для примера на рис. 10, а заштрихованы ответвители, через которые мощность к излучателям передается при возбуждении входов с номерами 1п и 4л. Во всех случаях мощность делится поровну между всеми излучателями решетки и все нижние входы оказываются развязанными между собой и согласованными (если пренебречь возможными отражениями от излучателей). На излучателях создаются линейные фазовые распределения возбуждения, приведенные в табл. 1, для поочередного возбуждения четырех правых входов ДОС. В последнем столбце табл.1 указаны значения фазового сдвига ДФ от между двумя любыми соседними излучателями. Распределения - фаз для левых входов легко устанавливаются из условия симметрии правой и левой половин ДОС. Множитель направленности при возбуждении входа параллельной ДОС с номером m имеет вид:

отсчитываемый от оси решетки. Фазовый сдвиг между соседними излучателями в общем случае определяется формулой , m=1,2….,N/2, где знак «+» берется для правых входов и знак «--»--для левых. Положения максимумов излучения отдельных лучей находятся из соотношения . Пользуясь приведенными формулами, можно установить, что любые два луча пересекаются между собой на уровне 2/, или --3,92 дБ. Положение лучей 8-элементной решетки схематично показано на рис.10 б.

Параллельная ДОС выгодно отличается от последовательной, во-первых, принципиальным отсутствием поглощающих элементов, во-вторых, идеальными равноамплитудными и линейными фазовыми распределениями возбуждения, в-третьих, гораздо меньшим числом направленных ответвителей [всего (N/2) вместо N² в последовательной схеме при N лучах]. Однако параллельная ДОС относительно проста только при числе элементов решетки, N=, где р--целое число. Определенным недостатком параллельной схемы является также изменение положения лучей в пространстве при изменении частоты.

Интересна аналогия между графом прохождения сигналов в параллельной ДОС и графом выполнения вычислительных операций в алгоритмах быстрого преобразования Фурье. Изучение свойств параллельной ДОС позволяет лучше уяснить идеи, лежащие в основе алгоритма быстрого преобразования Фурье. С другой стороны, разнообразные реализации этих алгоритмов, в том числе с основанием, отличным от двойки, подсказывают способы построения параллельных ДОС. Существует и более общая матричная теория многолучевых антенных решеток, определяющая общие способы построения реактивных ДОС для произвольной системы взаимодействующих излучателей.

Оказывается, что в многолучевой антенне без потерь с развязанными и согласованными входами для отдельных лучей могут быть реализованы только ортогональные между собой ДН отдельных каналов:

где т и т'--номера лучей; Dm--КНД луча с номером т;

Антенные решетки с частотным сканированием

При частотном способе сканирования фазовые сдвиги возбуждения излучателей и направление луча решетки, регулируются с помощью изменения частоты колебаний. Наиболее распространённой частотно-сканирующей антенной является эквидистантная линейная антенная решетка с последовательной схемой возбуждения элементов (рис.11).

Главный тракт

Рис. 11. Линейная антенная решетка с частотным сканированием

Мощность к излучателям отводится небольшими дозами из точек главного тракта, отстоящих одна от другой на расстояние l; на конце главного тракта для поддержания режима бегущей волны включена согласованная нагрузка. На рис.11 в линиях, идущих к излучателям, находятся фиксированные частотно-независимые фазосдвигатели, учитывающие способ связи излучателя с трактом. Если излучатели одинаковы и одинаково связаны с трактом, то фиксированные фазосдвигатели исключаются из схемы. Они появляются, например, когда главный тракт перекрещивается между соседними элементами или когда соседние щели в прямоугольном волноводе возбуждаются переменно-фазно.

Излучатели решетки располагаются вдоль оси г с шагом d, причем исходя из условия отсутствия побочных главных максимумов величина d должна удовлетворять неравенству , где --угловые границы сектора сканирования при изменении частоты; --минимальная длина волны в свободном пространстве.

Частотно-зависимый фазовый сдвиг возбуждения пары соседних излучателей определяется электрическим запаздыванием волны в главном тракте на длине l: , где --зависящий от частоты коэффициент фазы в главном тракте;--фазовая скорость в главном тракте. Строгий расчет зависимости должен учитывать нагрузку тракта излучателями и взаимодействие излучателей между собой по свободному пространству и тракту. Однако при большом числе излучателей каждый из них отбирает из тракта малую часть распространяющейся мощности и поэтому почти не влияет на фазовую скорость. Тогда можно считать, что зависимость такая же, как в регулярном тракте без излучателей.

На любой частоте максимальное излучение решетки получается в направлении , в котором пространственная разность хода от пары соседних элементов равна фазовой задержке возбуждения на длине главного тракта l с учетом дополнительного фазового сдвига Фо в устройствах связи и за вычетом несущественного фазового сдвига, кратного 2. Это выражается равенством

(6)

С увеличением частоты фазовый сдвиг l увеличивается быстрее, чем , и это в соответствии с (6) должно приводить к росту , т. е. к отклонению луча в сторону от входа антенны.

Скорость изменения положения главного максимума в пространстве при изменении частоты называют углочастотной чувствительностью антенны. Чтобы вычислить углочастотную чувствительность, продифференцируем выражение (6) по частоте. Принимая во внимание соотношения:

1) , где с--скорость света в пространстве;

2) , где --фазовая скорость волны в главном тракте;

3) , где --групповая скорость распространения волны в главном тракте, -- и выполняя несложные тождественные преобразования, получаем углочастотную чувствительность:

В этой формуле коэффициент 0,573 введен для перехода от размерности радиан на относительное изменение частоты к более удобным единицам градус на процент изменения частоты. Углочастотная чувствительность максимальна, когда направление максимального излучения совпадает с нормалью к оси решетки:

Современные генераторы СВЧ без особых затруднений допускают перестройку частоты в пределах 10%. Чтобы при таком изменении частоты осуществить перемещение луча в широком секторе углов, углочастотная чувствительность должна быть равна 5-- 10 град/% и выше. Повысить углочастотную чувствительность можно двумя способами: 1) применяя обычный тракт без сильной частотной дисперсии и используя большое отношение l/d, скажем, больше пяти; 2) выбирая l/d и используя в главном тракте какую-либо замедляющую систему с большим коэффициентом замедления групповой скорости распространения, например >5. Можно показать, что это имеет место при повышенной дисперсии (сильная зависимость фазовой скорости от частоты в главном тракте) или же при заполнении главного тракта диэлектриком с высокой проницаемостью. Оказывается, что любой способ повышения углочастотной чувствительности приводит к увеличению омических потерь мощности в главном тракте, а второй способ (т. е. увеличение ) сопровождается также снижением электрической прочности антенны. Поэтому при выборе типа и размеров главного тракта частотно-сканирующей антенны приходится принимать компромиссное решение, ведущее к удовлетворительным результатам как в смысле допустимых размеров главного тракта, так и в смысле КПД антенны и пропускаемой мощности.

При проектировании частотно-сканирующей антенны вначале обычно выбирают тип главного тракта и приблизительное отношение l/d исходя из требуемой углочастотной чувствительности и находят присущую этому тракту частотную зависимость . Затем с помощью соотношения (6) выбирают такие конкретные значения d, l и Фо, чтобы на центральной частоте диапазона перестройки генератора луч решетки был ориентирован в нужном направлении, и уточняют зависимость углового положения луча от частоты.

Рис12.Возбуждение параболоцилиндрического зеркала линейным источником с частотным сканированием

1-рупор

2-нагрузка

3-фокальная ось

4-зеркало

5-главный тракт

Непосредственное присоединение излучателей к главному тракту может приводить к нежелательным последствиям. В частности, затрудняется согласование главного тракта при прохождении основного лепестка ДН через нормаль к поверхности решетки, когда отражения от всех излучателей складываются в главном тракте синфазно (эффект «нормали»). Кроме того, наблюдаются искажения амплитудно-фазового распределения возбуждения из-за взаимодействия излучателей. Поэтому часто осуществляют отвод мощности из главного тракта к излучателям с помощью направленных ответвителей. При включении согласованной нагрузки в свободное плечо каждого направленного ответвителя указанные недостатки устраняются в результате поглощения мощности, отражающейся от входов излучателей.

Эскиз одной из практических конструкций частотно-сканирующей антенны показан на рис.12. В этой антенне формирование ДН в плоскости частотного сканирования осуществляется линейной решеткой, а в перпендикулярной плоскости луч формируется за счет оптических свойств параболического цилиндра. Излучателями являются наклонные щели в узкой стенке прямоугольного волновода, которому для увеличения углочастотной чувствительности придана змейкообразная форма. Мощность, излучаемая щелями, направляется на параболической отражатель небольшим рупором, который показан условно

Организация управления РТС радиовидения

РТС радиовидения создана на основе макета адаптивной РТС фокусировки СВЧ-энергии. В соответствии с условиями работы автоматическая подстройка характеристик системы производится с помощью ПЭВМ ЕС-1841.Для обеспечения согласованного режима ПЭВМ и, используемой в РТС фокусировки, многоэлементной ФАР проходного типа применен блок сопряжения, соостоящий из схемы буферных регистров, дешифратора состояний, схемы колиброванных импульсов, формирователя номера строки, схемы АЦП. Определенным недостатком используемой схемы управления является низкое быстродействие, т.к. обмен информацией осуществляется побайтно в последовательном режиме через стандартные порты ввода/вывода.

В структуру макета РТС одним из основных узлов в качестве антенной системы входит цифровая плоская ФАР проходного типа.назначением которой является формировать требуемую диаграмму направленности ДН и диаграмму фокусировки ДФ, не изменяя положения самой антенны.Это достигается путем электронного управления фазоврещателями (ФВ) на раскрыве антенны, что обеспечивается изменением фазовых сдвигов на каждом элементе решетке, которые представляют собой управляемые 3-разрядные ФВ.

В случае программного управления (лучом) ДФ представляется возможность формировать не просто ДФ, а перемещаемую не только по угловым координатам, но и по дальности зону фокусировки, т.е. в трёхмерном пространстве.

Используемые методы геометрической оптики позволяют рассчитать полное фазовое распределение на элементах ФАР (т.е. не обходимые задержки на ФВ) для установки зоны фокусировки (электрического максимума) в точку передней полусферы длижней зоны ФАР.Установка зоны фокусировки в заданную точку является основной базовой операцией юстировки и функционирования макета созданной РТС.

Данную геометрическую задачу можно сформулировать так: необходимо обеспечить на элементах ФАР такие фазовые задержки , чтобы электрические расстояния от каждого из них до точки фокусировки были равными ,т.е. созданием дополнительного фазового набега добиться выравнивания длин путей каждой волны.Эта задача предпологает наличие излученияс плоским волновым фронтом с тыльной стороны ФАР.Выходные концы ФВ представляют собой источники электромагнитного переизлучения, мощность (энергия) которых должна когерентно сложится в заданной точке фокусировки.Число строк и столбцов в решетке-26, шаг решетки-3 см. Используемые в ФАР фазовращатели, являются цифровыми дискретными- с дискретом изменения фазы 45 градусов. Необходимые фазовые сдвиги задаются 3-разрядным двоичным кодом. В первоначальном варианте макета РТС организация загрузки фазового распределения на ФАР требует группирования кодов фазы в полустроки из четных и нечетных элементов каждой строки. В итоге образуется массив [52x13] 3-разрядных двоичных кодов управления ФВ ФАР. Данный массив организуется в виде независимого файла распределения, который можно использовать как исходный при работе с макетом для фокусировки в заранее известную точку. Это позволяет существенно сократить цикл работы макета РТС фокусировки путем исключения длительной процедуры расчета требуемого фазового распределения. Для этого предварительно создается банк распределений - набор файлов распределений для фокусировки в характерные точки пространства.

Наличие банка распределений существенно сокращает временные затраты на вычислительный процесс, но ограничивает точность фокусировки и определения координат целей, так как в памяти ЭВМ содержатся распределения лишь для характерных опорных точек фокусировки. В процессе адаптивной работы РТС для точного определения координат целей в ближней зоне необходимо производить расчет требуемых фазовых распределений. В программном обеспечении используется алгоритм комбинированной работы, когда на первом этапе осуществляется общий обзор пространства по фиксированным точкам с применением готовых распределений с целью обнаружения цели; на втором этапе (определения координат цели)- производится адаптивный расчет ФАР.

Пусть требуется определить координаты источника СВЧ-излучения, расположенного в ближней зоне антенной системеы в пределах диапозона сканирования зоны фокусировки. Излучения источника формирует на лицевой стороне антены некоторое фазовое распределения. Если занесенное на ФАР распределения таково, что компенсирует фазовые набеги источника излучений на каждом элементе решетки, то на ее выходе образуется плоский волновой фронт.В этом случае, занесенное на ФАР распределение, компенсирует наклон и кривизну волнового фронта источника излучения.Попадая на пароболическое зеркало, расположенное с тыльной стороны ФАР, плоская волна, отражаясь, когерентно суммируется в его фокусе. Сформированный таким образом сигнал через фидерную систему попадает на СВЧ-чувствительный элемент, по цепям обратной связи и на вычислитель. Реально положение источника заранее не известно, но требуется сформировать зону фокусировки в режиме на прием в этой области. Задача адаптации в этом случае сводится к обеспечению самонастройки и расчету такого фазового распределения, которое наилучшим образом корректирует волновой фронт источника в ближней зоне, и при этом автоматически определяются его координаты.

После поиска цели с использованием банка распределений определяется точка с максимальным сигналом. Так как ее координаты известны вычислителю, то они принимаются за опорные; реально же источник расположен в окрестности этой точки в диапозоне половины шага просмотра. Для анализа соответствия положения опорной точки реальному местонахождению искомого источника в пространстве осуществляется расчет шести вспомогательных распределений, соответствующих смещению точки фкусировки последовательно по каждой из координат на велечину оптимальной расстройки. В виде равнозначности осей f1 и f2 и симетричности зоны фокусировки в этом направлении значения этих расстроек совпадают, выступая в виде общей оптимальной расстройки по наклону волнового фронта. Так как зона по дальности не симметрична, в этом направлении необходимо учитывать две оптимальные растройки - для удаления и приближения.После расчета указанных распределений, они последовательно заносятся на ФАР, записываются соответствующие им фазовые сдвиги, вычисляются сигналы ошибок по параметрам волнового фронта. Если какой-либо из них превышает порог, то по уточненым данным (координатам) расчитываются новые распределения. Цикл повторяется до завершения процесса (адаптации) по наклону. Затем производится самонастройка адаптация по кривизне волнового фронта, то есть определяется истинная дальность до местоположения источника.

Все описаное больше относится к организации конструкции ФАР и её программному обеспечению, но все это необходимо учитывать, так устройство сопряжения имеет две части: интерфейсную и операционную. Интерфейсные части могут быть более или менее сложными в зависимости от задачи, решаемой устройством сопряжения, но все они состоят из одного и того же наборов блоков и узлов. При построении же операционной части устройства сопряжения необходимо учитывать все особенности решаемой задачи с целью разгрузить другие устройства и тем самым попытаться улучшить параметры системы.

Все устройства сопряжения, особенно их операционные части, весьма разнообразны в зависимости от характера решаемой задачи. Данная РТС фокусировки по своему уникальна, поэтому найти аналогичную разработку устройства сопряжения долвольно затруднительно.

Анализ работы и расчет волноводного генератора на диоде Ганна с варакторной перестройкой

При расчете ГДГ волноводной конструкции приходится считаться с тем, что эквивалентная схема ГДГ с варакторной перестройкой значительно усложняется за счет применения патронированных диодов Ганна и варакторного диода, и в частности необходимо считаться с индуктивностями выводов.

Кроме того, волновое сопротивление z, которое в случае полоскового ГДГ было частотно независимым, становится зависящим от частоты. Простейший вариант конструкции ГДГ волноводного типа представлен на рис.1.

Эквивалентная схема, учитывающая эти факторы, представлена на рис.2. Используя схему расчета полоскового ГДГ, проводимость на клемах в-в можно записать в виде:

; (1)

, (2)

где . (3)

Вводя обозначение , (2) может быть представлена в виде

. (4)

При изменениии напряжения U на величину U изменяется и величина емкости С, а следовательно, и связанные с ними величины и ; поэтому реактивную составляющую в выражении (4) представим в виде

. (5)

где

; (6)

. (7)

При заданной частоте ₀ движением поршня, т.е. изменением длины l₂ , величину B₀ можно сделать равной нулю.

Но в таком случае проводимость на зажимах в-вможет быть представлена в виде:

, (8)

где

. (9)

При выбранных нами значениях

Ф; Гн; Ом;

формулы (7) и (9) могут быть упрощены и при =10 ГГц

; (11)

. (12)

Полная проводимость нагрузки на зажимах а-а будет равна:

; (13)

, (14)

где t_Uв=0=ty; =_i l/c; =.

В более удобном виде формулы (13) и (14) можно представить:

; (15)

. (16)

При такой форме записи эквивалентная схема может быть значительно упрощена (рис.3.).

Уравнения для баланса амплитуд и фаз, приведенные к сечению а-а ,можно записать так

; (17)

. (18)

Умножая уравнения (17) и (18) на L_д и вводя обозначения

; ; ;

и имея ввиду

; ; ;

получим

; (19)

, (20)

где ; (21)

. (22)

Значение (G_B z) и t соответствуют стационарнрму состоянию, т.е. для случая, когда U = 0; B= 0.

Если, как и ранее, произведение G_B z = a величина t₀ =` , а C_д =С'_k, то уравнение (20) можно переписать так.

Из решение (19) следует, что величина q< .

В самом деле

. (23)

легко показать, что второй член подкоренного выражения (23) во всех реальных волноводных конструкциях значительно меньше 1.

; ;

или ; ;

при ; . (24)

Таким образом для всех случаев, когда <1 выражение (23) может быть разложено в ряд и представлено в виде

. (25)

При таких упрощениях и при условии =1, формула (20) может быть представлена так

, (26)

где

; ; ; (27)

Для приближенного решения (26) необходимо уточнить значения _i и _i , а также определить значения а и а². Численные подсчеты показывают, что при

С_д= С₀=0,2 10^-12; L_д=5 10^-10; f_i=16 Ггц; ;

=0,5 при z₀=100 Ом; 0,4 при z=125 Ом и 0,6 при z=83 Ом.

При этих условиях для среднего значения z₀=100 Ом

; . (28)

Уравнение (20) перепишется так

. (29)

Решая уравнение (29) графически, можно получить равновесные положения частот для различных значений расстояния между ДГ и варакторным диодом (l₁), определить значение t= , подставляя которое в формулу (20), можно установить значение ^* .

Анализируя уравнения (29), в волноводных ГДГ мы сталкиваемся с весьма сложными проблемами при выборе конструкции диодов Ганна и варакторнрго диода, и особенно, величин их паразитных параметров С_д, L_д, С_к, С₀ и L₀ .

В случае микрополоскового ГДГ задача была проще по той причине, что можно было предположить, по крайней мере теоретически, использование безкорпусных диодов, в которых С_д= L_д= L_в =0 .

В волноводных конструкциях ГДГ используются только корпусные диоды, поэтому исключить влияние паразитных параметров невозможно.

Более того, необходимо считаться с влиянием реактивности держателей и других настроечных элементов.

Из уравнения (29) видно, например, что первый член имеет ярко выраженный максимум. В самом деле

. (30)

Из этого следует, что для выполнения условия (29) необходимо выполнить дополнительные условия, чтобы реактивная составляющая проводимости диода, приведенная к клеммам а-а, не превышала максимальной составляющей (30), т.е.

. (31)

Как это видно из уравнения (31), в левую часть уравнения (31) входят паразитные параметры диода Ганна, в правую - варакторного диода. Поэтому при обеспечении свободы выбора диодов Ганна, мы должны стремиться к увеличению правой части за счет уменьшения высоты волноводов и, соответственно, снижения сопротивления z, или снижения емкости C₀ варакторного диода. И то и другое мероприятия значительно уменьшает величину а.

Исходя из этих соображений, в волноводных ГДГ с варакторной перестройкой необходимо выбирать варакторные диоды с минимальными емкостями C_в .

Одновременно необходимо снижать паразитную емкость диода Ганна. Исходя из этого, в наших дальнейших расчетах мы будем базироваться на диоде Ганна АА703 с параметрами

L_д=0,6...0,7 нГн; C_д=С_к=0,15 nF;

и варакторном диоде с параметрами

L_д=0,6...0,7 нГн; C_д=С_к=0,15 nF; r_s=10 Ом.

Эти предположения близки к реальности, так как первые конструкции диодов Ганна использовали корпуса варакторных диодов.

На рисунке 4. представлены диаграммы для определения стационарных частот для волноводного ГДГ с варакторной перестройкой частоты, работающего в диапазоне частот f=7,5-12,5 ГГц.

На основе уравнения баланса фаз (29) этот рисунок позволяет определить значения оптимальных расстояний между диодами при заданных диапазонах перестройки, а также уточнить значения величины ^* для определения полной нагрузки на клеммах а-а.

Из формулы (29) следует, что в волноводных конструкциях ГДГ с варакторной перестройкой необходимо необходимо использовать варакторные диоды с высокой добротностью, а высоту волноводов, используемых для ГДГ, необходимо уменьшить.

Энергетические характеристики волноводного ГДГ с варакторной перестройкой

При оценке мощностных характеристик ГДГ волноводного типа мы воспользуемся соотношениями, которые были получены для микрополосковых ГДГ. Однако, в связи с тем, что здесь используется частотно-зависимая нагрузка, некоторые упрощения, используемые для микрополосковых ГДГ, неприменимы.

Анализируя формулу для мощности ГДГ мы должны считаться с тем, что величина >0

Оно равно ; . (32)

Так в диапазоне f=7,5-12,5 Ггц функция под знаком arctg составляет (2...5). Из этого следует, что ` может достигать сравнительно больших значений, также как и коэффициент потери мощности

. (33)

В частности, при t~2; a~0,1

; (34)

при t~5; . (35)

Таким образом, эффективность ГДГ с введением варакторной перестройки, также как и его КПД, снижаются на высоких частотах в 3 раза. Это еще раз показывает необходимость предельного снижения паразитных параметров диодов, используемых в ГДГ волноводного типа.

На рис.5 приведена кривая зависимости мощности волноводного ГДГ от величины приложенного смещения. На рис.6 представлена частотная характеристика мощности. Сравнение мощностных характеристик волноводного ГДГ с полосковым показывает, что в случае волноводного ГДГ мы имеем более резкие и большие отклонения от линейности, чем в микрополосковых ГДГ.

Эффективность варакторной перестройки частоты и паразитная амплитудная модуляция

При оценке эффективности варакторной перестройки частоты в ГДГ волноводного типа мы вынуждены считаться с тем, что реактивная составляющая проводимости диода Ганна определяется не просто величиной емкости С_д , но и индуктивностью ввода. Кроме того, мы обязаны учитывать частотную зависимость z_Н.

Таким образом

, (36)

где В_Т - определяется уравнением (15);

- определяется уравнением (31);

В_д - определяется уравнением:

(37)

или при =1 и q< :

(38)

На основании уравнений (37), (38) и (21) уравнение (36) можно представить в виде

. (39)

Произведя дифференцирование и вводя обозначение х=а, получим

, (40)

где величина х = аt определена из уравнения (26):

; (41)

; (42)

. (43)

На рисунке 7 представлены кривые зависимости эффективности частотной модуляции, вычисленной по формуле (40) для двух значений . Как видно из рисунка 7 по абсолютной величине эффективности модуляции микрополоскового и волноводного ГДГ примерно одинаковы, однако в микрополосковых ГДГ линейность линейность всех характеристик значительно лучше. Что же касается паразитной амплитудной модуляции, то она существенно не отличается для обоих типов генераторов, поэтому результаты расчетов не приводим.

Размещено на Allbest.ru