Проектирование энергосберегающего инвертора на основе современной элементной базы

Указанный способ позволяет получить сравнительно низкий коэффициент гармоник, однако схемы, используемые при его реализации, сложны в настройке и имеет недостатки, свойственный схемам ШИМ (большая частота переключения вентилей).

Рис.15. Структурная схема замкнутой импульсной системы автоматического регулирования для получения синусоидального напряжения на выходе.

1.3 Требования, предъявляемые к инверторам и преобразователям частоты. Общие указания по их выбору

К автономным инверторам и преобразователям частоты предъявляются следующие основные требования:

обеспечения максимального КПД;

минимальная установленная мощность отдельных узлов и элементов;

возможность регулирования выходного напряжения;

обеспечения синусоидальной или близкой синусоидальной формы кривой выходного напряжения;

возможность регулирования в определенных пределах выходной частоты, что прежде всего необходимо в установках вентильного электропривода;

возможность работы в режиме холостого хода;

обеспечение заданных показателей надежности и срока службы;

обеспечение требуемых динамических характеристик;

обеспечение снижения уровня радиопомех и шумов до норм, устанавливаемых стандартами и ГОСТами;

конструкция автономных инверторов и преобразователей частоты должна обеспечивать работоспособность при требуемых условиях эксплуатации с точки зрения климатических и механических воздействий;

возможность параллельной работы однотипных агрегатов на общую нагрузку.

В зависимости от конкретного назначения автономного инвертора или преобразователя частоты требования, предъявляемые к ним уточняются и дополняются. Оптимальный вариант схемы инвертора или СПЧ необходимо выбирать, учитывая специфику работы питающихся от него нагрузок.

К автономным инверторам и преобразователям частоты, предназначенным для питания электропривода переменного тока, предъявляются следующие требования:

простота обслуживания;

возможность независимого регулирования напряжения в широких пределах;

минимальное внутреннее сопротивление для сохранение естественных регулировочных и механических характеристик электрической машины;

исключения возможности возбуждения двигателя за счет конденсаторов инвертора;

обеспечение удовлетворительного гармонического состава выходного напряжения;

обеспечение согласованного регулирования напряжения и частоты принятому закону и систему преобразователь - двигатель;

устойчивость коммутационных токовых режимов в рабочем диапазоне частот;

обеспечение возможности перевода двигателей в генераторный режим или обеспечение возможности динамического торможения;

малая инерционность по каналам регулирования.

Функциональная схема статического преобразователя частоты (СПЧ), питающего двигательную нагрузку, показана на рис. 16а.

Регулятор напряжения РН в зависимости от питающей сети можно выполнить по схеме управляемого выпрямителя при питании СПЧ от сети переменного тока или по схеме полупроводникового широтно - импульсного регулятора при питании автономного инвертора от нерегулируемого источника (аккумуляторная батарея, генератор постоянного тока, нерегулируемый выпрямитель) постоянного тока.



Рис.16. Структурные схемы преобразователя частоты: а- питающего двигательную нагрузку; б- стабилизированного.

Регулятор напряжения РН через фильтр цепи постоянного тока Ф подключен к трехфазному мостовому инвертору И на тиристорах.

Система управления регулятором напряжения состоит из выходных усилителей - формирователей импульсов управления тиристорами УФ, фазосдвигающего устройства ФУ и блока защиты БЗ.

Система управления и автоматического регулирования инвертором И состоит из выходных усилителей - формирователей импульсов управления тиристорами УФ, кольцевого распределителя импульсов РИ, генератора переменной частоты ГПЧ, схемы сравнения СС и задающего органа ЗО.

Сигналы от датчиков тока I, потока Ф и скорости n системы автоматического регулирования преобразователь частоты - асинхронный двигатель и других датчиков, определяемых законом регулирования, выступают в качестве управляющего напряжения, регулирующего соответственно выходную частоту и напряжения преобразователя. В зависимости от требований к электроприводу схема позволяет регулировать скорость двигателя с постоянной перегрузочной способностью, с постоянным абсолютным скольжением, с минимальными потерями на всех частотах и разных моментах на валу. В некоторых случаях между инвертором и двигателем ставится промежуточное устройство, включающее фильтры по переменному току, компенсаторы, регуляторы переменного напряжения. При использовании преобразователя с непосредственной связью функции регулятора напряжения и инвертора совмещены в одном звене.

Одно из функциональных схем стабилизированного статического преобразователя частоты СПЧ, предназначенного для работы в установке бесперебойного (гарантированного) питания особо ответственных потребителей, показана на рис. 16б.

Выпрямитель Вn преобразует переменное напряжения сети в постоянное. По исполнению выпрямитель может быт как однофазный, так и многофазный. Зарядный выпрямитель ЗВ предназначен для подзаряда блока аккумуляторный батареи GB, которая обеспечивает бесперебойное питания нагрузки на период исчезновения напряжения питающей сети.

Быстродействующий тиристорный ключ ТК подключает аккумуляторную батарею к инвертору И.

В схеме СПЧ потребители питаются от сети через тиристорный ключ «сеть» ТПС, инвертор И работает в режиме холостого хода. При исчезновении напряжения питающий сети нагрузку потребителя питает инвертор, подключаемый посредством тиристорного ключа ТК к батарее, при этом на нагрузке возможно кратковременное до 30% падение напряжения. При аварии в инверторе нагрузка потребителя специальном тиристорным переключателем «инвертор» ТПИ отключается от инвертора и подключается к сети через переключатель ТПС.

Схема СПЧ обладает относительно высоким КПД. Для обеспечения повышенной стабильности напряжения на потребителе и качества формы кривой выходного напряжения в преобразователе СПЧ предусматривается регулятор выходного напряжения с фильтром РНФ.

К автономным инверторам и преобразователям частоты, применяемым в качестве стабилизированных по выходным параметрам вторичных источников питания, предъявляется ряд специфических требований.

1. Рекомендуемые номинальные значения входных напряжений должны быть:

а) при питании автономных инверторов и СПЧ от постоянного напряжения 27, 110, 220, 440 В;

б) при питании СПЧ от сети переменного тока 115, 220, 380, 660 В частотой 50 Гц;

2. Номинальные значения выходного переменного напряжения 28,5; 133; 230; 400; 690 В.

3. Номинальные значения мощности автономных инверторов и преобразователей частоты должны выбираться из следующего ряда: 2, 4, 8, 12, 20, 30, 50, 75, 100, 125, 160, 200, 250, 320, 400, 500, 630, 800, 1250, 1600, 2000 кВ*А.

4. Выходные частоты: 50, 100, 150, 200, 400, 500 Гц.

5. Стабильность выходного напряжения автономных инверторов и СПЧ должна соответствовать следующему ряду значений: 1, 2, 3, 5, 10% при изменении напряжения питающий сети входа на ±5%, ±10% и нагрузки от холостого хода до номинальной.

6. Стабильность частоты на выходе автономных инверторов и СПЧ 0,1; 0,5; 1; 2%.

7. Коэффициент несинусоидального кривой выходного напряжения при номинальном режиме работы должен выбираться из следующих значений: 5, 8, 10, 16, 20%.

8. Коэффициент низкочастотной модуляции в зависимости от нагрузки, параметров энергосистемы, мощности и частоты автономного инвертора и преобразователя частоты принимается из следующих значений: 0,5; 1; 3; 5%.

9. Перегрузка по току на 5, 10, 25% от номинального значения.

10. Коммутационная устойчивость должна обеспечиваться при пусковых токах, превышающих (2…2,5) I_н.

11. Коэффициент полезного действия преобразователя частоты для мощности до 100 кВ*А не ниже 85-90%.

12. Автономные инверторы и преобразователи частоты должны обеспечивать регулирования выходного напряжения в пределах следующих значений: ±3, ±5, ±10, ±20% от номинального.

Выбор типа автономного инвертора и преобразователя частоты зависит от технически обоснованных данных по характеру нагрузочных режимов работы и условий эксплуатации.

Определяющими для выбора типа автономного инвертора и преобразователя частоты в зависимости от области их применения являются:

номинальная и максимальная мощности S_ном, S_макс;

коэффициент мощности нагрузки соsц_н;

кратность пусковых, длительных токовых перегрузок I_п;

номинальные значения входных и выходных напряжений и частот U_вх, U_вых, f_вх, f_вых;

диапазон регулирования выходного напряжения и частоты U_вых, f_вых;

стабильность выходного напряжения и частоты;

отклонения напряжения питающей сети;

согласование входной и выходной сети;

качественные показатели выходного напряжения, к которым относятся:

коэффициент гармоник кривой выходного напряжения, коэффициент низкочастотной модуляции;

динамические характеристики и точность поддержания заданного режима системой автоматического регулирования при дестабилизирующих факторах, качество переходных процессов при пусках и изменениях нагрузки;

характер внешней (нагрузочной) характеристики U_вых=f(I_н);

устойчивость к внешним коротким замыканиям;

коэффициент полезного действия;

возможность параллельной работы;

бесперебойность в питании потребителей, время допустимого перерыва или переключения;

масса и габаритные размеры;

надежность и срок службы;

климатические условия эксплуатации.

Выводы по 1 главе

1. Проведен анализ существующих схем и принцип действия автономных энергосберегающих инверторов и выпрямителей.

2. Анализируется принципов построения систем гарантированного электропитания, регулирование и улучшения качества выходного напряжения инверторов, требования, предъявляемые к инверторам и преобразователям частоты.

3. Рассматриваются вопросы электромагнитной совместимости потребителей, питающихся от общего источника первичного электропитания.

4. Анализируются методы формирования напряжения синусоидальной и квазисинусоидальной форм на выходе автономных инверторов и принципы передачи энергии в нагрузку.

Глава 2. Исследование переходных процессов полупроводникового ключа

2.1 Коммутационные процессы тиристора в инверторах

Автономные инверторы (АИ) - это устройство, преобразующие постоянный ток в переменный с постоянный или регулируемой частотой и работающие на автономную нагрузку. В отличие от инверторов, ведомых сетью, у автономного инвертора на стороне переменного тока нет другого источника энергии.

Рис.17. Схемы коммутации тиристоров.

Отсутствие в питаемой сети автономного инвертора источников электрической энергии не позволяет, в отличие от зависимого инвертора, осуществлять естественную коммутацию вентилей за счет ЭДС сети переменного тока. В автономном инверторе необходимо применять полностью управляемые вентили, которые поочередно подключают фазы нагрузки в цепи переменного тока к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного тока. При использовании обычных (одно - операционных) тиристоров возникает необходимость в принудительной коммутации (запирании) тиристоров. Сущность принудительной коммутации заключается в том, что за счет пропускания через проводящий тиристор обратного тока прямой ток его уменьшается до нуля, а точнее - до значения тока удержания, а затем к тиристору прикладывается отрицательное анодное напряжения на время, достаточное для восстановления его запорных свойств.

Способы коммутации одно операционных тиристоров можно разделить на следующие группы.

1. Коммутация с помощью конденсатора или LC - контура, подключаемого другим силовым тиристором (рис. 17а). При протекании тока через тиристор V1 конденсатор С заряжается с указанной полярностью. При включении тиристора V2 конденсатор С заряжается через тиристоры V1 и V2, выключая первый. После этого конденсатор перезаряжается и подготавливаются условия к выключению тиристора V2.

2. Коммутация с помощью последовательного колебательного LC - контура, включенного последовательно с тиристором (рис. 17б). При открытии тиристора V конденсатор С заряжается, а цепи идет колебательный процесс. При спадании тока LC - контура (анодного тока тиристора) до нуля происходит естественное выключение тиристора. Резистор R служит для разряда конденсатора к моменту очередного включения тиристора. В связи с тем, что нагрузка входит в состав колебательного контура, ее величина очень влияет на условия коммутации.

3. Коммутация с помощью последовательного колебательного LC - контура, включенного параллельно с тиристором (рис. 17в). Когда тиристор V заперт, конденсатор С заряжается с полярностью, указанной на рисунке (без скобок). При включении тиристора V происходит перезаряд конденсатора. Через полпериода собственной частоты LC - контура полярность конденсатора изменяется на обратную, и в следующий полупериод собственных колебаний нарастающий ток перезаряда конденсатора, протекая навстречу току нагрузки, выключить тиристор (в момент равенства нулю суммарного тока через него). Изменяя начальное значение магнитной индукции сердечника дросселя, можно регулировать длительность открытого состояния тиристора.

4. Коммутация с помощью конденсатора или LC - контура, подключаемого к основному тиристору с помощью вспомогательного (рис. 17г). Конденсатор С заряжается, когда тиристор V2 открыт. При включении тиристора V1 происходить перезаряд конденсатора через цепочку, состоящую из диода V3 и дросселя L. Тиристор V1 выключается при включении тиристора V2. Данная схема коммутации представляет собой тиристорный аналог полностью управляемого вентиля. Вспомогательный тиристор позволяет в широких пределах регулировать длительность открытого состояния основного тиристора.

4. Коммутация с помощью внешнего источника энергии, подключаемого параллельно или последовательно с тиристором. Тиристор можно запереть, если подключить к нему (рис. 17д) с помощью транзистора или двух операционного тиристора источник постоянного напряжения. Тиристор можно выключить также с помощью трансформатора, одна из обмоток которого включена последовательно с ним (рис. 17е), а на другую - от генератора импульсов (ГИ) подаются импульсы соответствующий полярности.

6. Естественная коммутация с помощью сети переменного тока.

В реальных схемах автономных инверторов часто сочетается несколько принципов коммутации.

2.2 Коммутационные процессы биполярного транзистора в инверторах

Мощный биполярный транзистор - устройство, управляемое током. Для того чтобы гарантировать функционирование «в стиле переключателя», он должен работать в состоянии насыщения или близком к нему (рис.18). для этого ток «включения» базы должен удовлетворять следующему неравенству:

где: - ток управления «включением» базы; - максимальный предполагаемый ток через коллектор; - минимальное специфицированное усиление транзистора.

Рис.18. Волновые формы для мощного биполярного транзистора в импульсном источнике питания с ШИМ.

2.3 Коммутационные процессы полевого транзистора в инверторах

Демпферы представляют собой пассивные цепи, которые задерживают повышения сигнала напряжения. Исторически сложилось так, что демпферы использовались для удержания силовых устройств в пределах области устойчивой работы при прямом и обратном смещении или для управления радиочастотным излучением от источника питания. Демпферы представляют собой, по существу, колебательный контур с потерями (LC - цепи с сопротивлением R). Их использование предоставило больше преимущества, чем понесенных потер. Полупроводниковые компоненты являются сегодня более долговечными, и потому традиционная потребность в R LC - демпфере для защиты значительно уменьшилась, однако время от времени демпфер все еще используют.

В области современных импульсных источников питания с большим КПД усилия инженеров направлены на восстановления энергии от цепей формирования сигналов и ее возвращения в цепи питания для дальнейшего использования. Здесь и приходят на помощь демпферы без потерь. Несмотря на то, что для современного импульсного источника питания важно максимально минимизировать потери, для полноты изложения рассмотрим устройство демпферов обоих типов.

Традиционный демпфер (рис.18.) использовался для удержания мощных биполярных транзисторов от состояний вторичного пробоя. Он также применим для уменьшения излучения электромагнитных помех путем управления отношением dv/dt выпрямителей с крутыми характеристиками обратного восстановления.

Рис.18. Традиционный демпфер.

Конструкция такого демпфера очень важна - если ее выполнить некорректно, то будет потеряно больше мощности, чем требуется. При этом проектирование демпфера базируется больше на эмпирических данных, чем на теоретическом подходе. Это связано с тем, что колебания, на которые должен воздействовать демпфер генерируется, по большей части, существующими в схеме паразитными элементами. Демпфер следует разрабатывать после физического построения схем, то есть, необходимо построить первый макет печатной платы, трансформатор, ключ и выпрямители с тем, чтобы паразитные элементы были максимально подобны возникающим в конечном изделии.

Процесс эмпирического проектирования традиционного демпфера состоит из следующих шагов.

1. Измерения периода «звона» в не демпфированном сигнале (1/F; рис.18).

2. Размещения высокочастотного конденсатора (керамического или пленочного) на первичной обмотке трансформатора, выпрямителя или другого элемента, который следует демпфировать. Определения емкости конденсатора, дающего период колебаний в три раза больше исходного периода (С₀).

3. Приблизительное определение сопротивления резистора, который должен размещаться последовательно с конденсатором:

, (1)

Существует несколько комбинаций R и C, дающие удовлетворительную форму волны, но чем выше их значения, тем меньше потери и больше КПД. Если необходимо изменить значения R и C, что большее сопротивления и меньшая емкость обеспечивают меньшие потери.

Демпфер без потерь - это средство перенаправления энергии, содержащейся во всплесках или фронтах, и, по возможности, восстановления ее либо на выходе источника питания. Очень важно направить энергию в место, где она может быть использована, поскольку в противном случае она превратится в потери.

Переходной процесс размыкания ключа создает значительные всплески. Главной причиной такого всплеска является энергия, сохраненная в паразитных и фактических магнитных компонентах перед включением выходного выпрямителя. На протяжении периода прямого восстановления выпрямителя его цепь разомкнута, и сохраненная магнитная энергия создает большие перепады напряжения на всех узлах переменного тока.

В пассивном демпфере без потерь для выбора требуемого фронта используется диод. Крутое отношения dv/dt пропускается в разряженный конденсатор. Степень замедления фронта определяется емкостью этого демпферного конденсатора. После того как напряжения на конденсаторе сравнивает с напряжением по окончанию переходных процессов, энергия, перехваченная конденсатором, должна быть перенаправлена в нужное место до следующего цикла. Для каждой топологии разработаны особые демпферы без потерь, которые могут быть реализованы во множестве различных форм.

Одна из форм демпфера без потерь для одно транзисторного преобразователя с изолирующим трансформатором представлена на рис.19.

Рис.19. Демпфер без потерь для однотранзисторного преобразователя.

На демпферном конденсаторе в начальном состоянии - нулевые напряжения. Когда в период переходных процессов размыкания напряжения на коллекторе или на стоке ключа превышает входное напряжения на коллекторе или на стоке ключа превышает входное напряжение, конденсатор начинает заряжаться, принимая энергию от всплеска. Конденсатор остается заряженным до тех пор, пока напряжения на стоке не вернется к уровню «земли», когда конденсатор разряжается через диод и индуктор. Затем этот цикл повторяется. Потери от этого типии демпфера большое напоминает потери управления затвором мощного МОП - транзистора. Потери переводятся на «землю», которая обходит секции питания.

2.4 Коммутационные процессы IGBT транзистора в инверторах

Транзистор IGBT представляет собой кремниевый гибрид, составленный из мощного полевого МОП - транзистора на выводе затвора и «неблокируемого» тринистора между выводами коллектора и эмиттера. Его внутренняя схема показана на рис.23.

Рис.23. Внутренняя схема транзистора IGBT.

Преимущества транзистора IGBT перед полевым МОП - транзистором заключается в экономии площади кремниевого кристалла и его характеристиках тока через биполярный коллектор. Кроме того, у транзистора IGBT есть два недостатка: высокое напряжение насыщения из - за наличия двух последовательных p - n - переходов и то, что он может иметь длинный «хвост» выключения, который добавляется к потерям переключения. «Хвостовые» потери ограничивают частоту переключения до менее, 20 кГц. Это делает такой транзистор идеальным для приводов двигателей промышленной электроники, где частота переключений чуть выше диапазона звуковых частот, воспринимаемых человеком.

Транзистор IGBT были целью многих исследований, проведенных компаниями - производителями полупроводников, и указанный временной «хвост» был существенно укорочен. Первоначально этот промежуток составлял около 5 мкс, а на сегодняшний день он составляет лишь около 100 нс и продолжает уменьшаться. Уровень напряжения насыщения также был улучшен: примерно от 4 В до менее, чем 2 В. Хотя это - проблема для низковольтных преобразователей постоянного тока в постоянный, для автономных и промышленных преобразователей большой мощности применение IGBT очень привлекательно. Транзисторы IGBT можно применять для преобразователей с уровнем входного напряжения выше 220 VAC и мощностью 1кВт.

Управления транзисторами IGBT идентично управлению полевыми МОП - транзисторами. Они имеют подобные характеристики управления затвором, а схема драйвера МОП - транзистора очень хорошо работает и с транзистором IGBT.

Осциллограммы переключения IGBT для мостовой схемы в режиме непрерывного тока в обмотке двигателя представлены на рис.24.

Рис.24. Осциллограммы переключения IGBT для мостовой схемы.

Для практических расчетов используют интегральные характеристики потерь в виде энергетических параметров E_ON и E_OF - нарастания тока ключа при открытом демпферном диоде определяется скоростью заряда входной емкости и силовой крутизной:

(2)

Для относительно больших значений параметра крутизны, свойственных IGBT, скорость изменения коллекторного тока может достигать тысяч ампер на микросекунду. При данных скоростях значительно усиливается роль паразитных индуктивностей монтажа схемы. Это приводить, во - первых, к заметному провалу в кривой напряжения коллектор - эмиттер включающегося IGBT на этапе нарастания тока и во - вторых, к всплеску обратного напряжения на демпферном диоде и закрытом IGBT. Если первый эффект можно рассматривать как положительный, уменьшающий энергию потерь при включении, то второй способен привести к пробою структуры диода, особенно при его резком выключении (рис.25). Кроме того, высокочастотный колебательный процесс генерирует электромагнитные помехи, ухудшающие работу отдельных блоков электронных систем.

Рис.25. Осциллограммы переключения IGBT.

Увеличение температуры перехода ключа, свойственное режиму двигательной нагрузки в переходном процессе включения, проявляется следующим образом:

1. Практически не влияет на скорость включения IGBT.

2. Увеличивает обратный заряд восстановления (при одновременном увеличении обратного тока I_rr и времени восстановления t_rr), что увеличивает мощность потерь (рис.26).

Рис.26. Осциллограммы переключения IGBT.

Коммутация тока в демпферный диод в переходном процессе выключения начинается в момент, когда напряжения на его аноде достигает величины напряжения питания плеча схема моста. Перенапряжения в схеме обусловлено конечной скоростью включения диода и пропорционально величины паразитной индуктивности L_S. В момент времени, при котором входное напряжения запираемого ключа уменьшается до порогового значения, стадия быстрого уменьшения тока коллектора переходит в рекомбинационного фазу, сопровождающуюся характерным «хвостом» тока. Влияние увеличения температуры структуры при выключении проявляется следующим образом:

1. Увеличивает амплитуду, и длительность хвостовой части тока (рис.27).

Рис.27. Осциллограммы переключения IGBT.

2. Замедляет скорость нарастания напряжения на запираемом ключе. (рис.28).

Рис.28. Осциллограммы переключения IGBT.

Обе зависимости определяются увеличением накопленного заряда носителей с ростом температуры. Рассмотренные режимы переключения IGBT при двигательной нагрузке определяют следующий перечень требований на применении:

1. Критически фактором, определяющим предельный режим при включении, является перенапряжения на демпферном диоде. Всплеск перенапряжения необходимо фиксировать в пределах ОБР применением последовательного резистора RG в цепи затвора IGBT.(рис.29).

Рис.29. Осциллограммы переключения IGBT.

2. Рекомендуется снижать паразитную индуктивность монтажа схемы до уровня 100…150нГн (рис.30).

Рис.30. Схема снижение паразитной индуктивности

3. Рекомендуется применение обратных диодов с «мягким» режимом восстановления (рис.31).

Рис.31. Осциллограммы переключения IGBT с применением обратных диодов с «мягким» режимом восстановления.

4. Критическим фактором, определяющим предельный режим при запирании IGBT, является перенапряжения на ключе, что также требует снижения паразитных индуктивностей и возможно дополнительных цепей защиты. (рис.32).

Рис.32. Схема снижение паразитной индуктивности

Выводы по 2 главе

1. Теоретических и экспериментальных исследований переходных процессов коммутирующих устройств в автономных энергосберегающих инверторов.

2. Предложен эффективных схемных решений для компенсации автоколебательных переходных процессов в коммутирующих устройств автономных энергосберегающих инверторов.

3. Произведён анализ коммутационных процессов тиристора в инверторах, коммутационных процессов биполярного транзистора в инверторах, коммутационных процессов полевого транзистора в инверторах, коммутационных процессов IGBT транзистора в инверторах.

Глава 3. Разработка системы управления

3.1 Современные элементная база системы управления энергосберегающего инверторов

Для включения полупроводникового прибора с p-n-p-n- структурой требуется достаточные ток и напряжения источника управления, соответствующие характеристикам прибора, характеру его нагрузки и источнику питания и не превышающие допустимых значений.

Рис. 33. Статические характеристики цепи управления.

Каждый тиристор при заданном анодном напряжении и определенной температуре включается в определенном точке (I_y0, U_y0) своей входной характеристики. Совокупность всех точек включения тиристоров одного типа показана заштрихованной областью на рис. 33,а,б. Линии аb и cd - минимальный необходимый ток для включения любого тиристора соответственно при температуре t_max и t_min. Линия mn - наибольшее напряжения на управляющем электроде, при котором ни один тиристор не включается при t_max. Линия ес - линия минимально необходимого напряжения для включения любого тиристора при t_min. Область, заключенная между заштрихованной зоной, предельными вольт -амперными характеристиками А и Е, линиями В и Д (предельно допустимые напряжения и ток входной цепи) и линией С (предельная мощность рассеяния на управляющем электроде), является областью управления. Нагрузочная характеристика источника управляющего сигнала должна пересекать входную вольт -амперную характеристику данного тиристора в области управления. Графики, изображенные на рис.33 обычно называют пусковыми характеристиками тиристоров.

На рис.34 показаны простейшие экономичные схемы управления тиристорами. Наиболее простой метод включения тиристора - использование в качестве необходимого для включения управляющего тока I_y0 части анодного тока, подаваемого на управляющий электрод через ограничивающее сопротивления (рис.34,а). Диод V2 препятствует появлению обратного напряжения между катодом и управляющим электродом во время непроводящей части периода. Изменением сопротивления резистора R2 можно регулировать момент (угол) включения тиристора в некоторых пределах положительной полуволны напряжения, но и более интервала 0…90^о . Нагрузка включается ключом S. Схема может работать и постоянном токе, но для выключения тиристора потребуется специальное устройство. На рис.34,б показана схема, аналогичная предыдущей, работающая в оба полупериода питающего напряжения.

Введением в схему управления реактивных элементов можно расширить диапазон регулирования угла включения тиристора. Так, комбинация RC - цепи и диода (рис.34,в) позволяет получить угол включения в интервале 0…180^о. Во время положительного полупериода анодного напряжения конденсатор заряжается до напряжения включения тиристора, а во время отрицательного - перезаряжается через диод V3 до амплитуды отрицательного напряжения, обеспечивая тем самым подготовку к следующему циклу. Время заряда, а следовательно, и угол включения тиристора определяются постоянной времени RC - цепи.

На рис.34,г,д показаны схемы управления с насыщающимися дросселями в релейном режиме. Дроссель включается параллельно входу тиристора или последовательно с ним. Работа схем основана на возможности перевода дросселя в насыщенное или ненасыщенное состояние сигналом, подаваемым на входную обмотку. На рис.34,г, если сердечник дросселя не насыщен, ток во время положительного полупериода через резисторы R1, R2 и диод V2 поступает к управляющему электроду тиристора и включает его. Если дроссель насыщен, его обмотка шунтирует входную цепь тиристора, которой в данной схеме включается при подаче сигнала на входную обмотку дросселя L, при этом его сердечник переводится в ненасыщенное состояние. Конденсатор С предотвращает ложное срабатывание тиристора при переходных процессах в цепи переменного тока.

В схеме рис.34,д при ненасыщенном дросселе L ток через резистор R1 и диод V2 заряжает конденсатор. Резистор R2 не дает напряжению на управляющем электроде дорасти до такой величины, чтобы включить тиристор. При подаче сигнала на входную обмотку дроссель L насыщается, что вызывает быстрый разряд конденсатора на управляющий электрод и включение тиристора.

В схеме управления (рис.34,е) используется динистор V1 - элемент, имеющий определенной порог включения по напряжению. Конденсатор С заряжается до напряжения включения динистора, после чего быстро разряжается на трансформатор Т.

Описанные схемы не охватывают всего многообразия имеющихся схем управления. Достаточная простота рассмотренных схем управления обусловливает и их недостатки, связанные с ухудшением повторяемости характеристик в пределах температурного диапазона, небольшой скоростью нарастания тока управления и др. Для управления в преобразовательных устройствах применяются специальные системы.



Рис. Простейшие схемы управления тиристорами.

По назначению система управления можно разделить на следующие группы: логические (И, ИЛИ, НЕ); функциональные (синхронизирующее и сравнивающее устройства, источник задающего или опорного воздействия, датчики параметров); усилительные (промежуточные усилители и формирователи, выходное устройство); временные (фазосдвигающее устройство, задающие генераторы, распределители импульсов); специальные схемы (схемы пуска, реверса).

Логические элементы работают в режиме переключения. Сигналы на их входе и выходе могут иметь два значения. Поэтому они кодируется в двоичной системе счисления цифрами 0 и 1. Наиболее распространены логические элементы типов И, ИЛИ, НЕ, а также универсальные типов И - НЕ и ИЛИ - НЕ, на которых можно построить большинство сложных логических схем. На рис.5.7,а показана логическая схема И, собранная на последовательно включенных транзисторах.

Рис. Логические элементы.

При отсутствии выходных сигналов оба транзистора заперты. Отрицательный импульс на выходе появляется только в том случае, когда на оба входа одновременно подаются отрицательные отпирающее импульсы. На рис.5.7,б показан элемент ИЛИ. Напряжения на выходе появляется при подаче сигнала на любой вход схемы. Показанные схемы можно выполнять и на большее число входов. Если нагрузку транзисторов (резисторы R5 для схемы И и R3 для схемы ИЛИ) перенести в коллекторную цепь, получим схемы универсальных логических элементов соответственно И - НЕ и ИЛИ - НЕ.

В качестве примера применения универсальных логических элементов на рис.5.7,в показана схема триггера выполненного на двух элементах ИЛИ - НЕ. Если на выходе 1 схемы имеется «единица», то по цепи обратной связи она подается на вход элемента 2 и поэтому сохраняется на выходе 1. При подаче импульса («единицы») на вход 1«единица» на выходе 1 заменяется «нулем», который по обратной связи подается на вход элемента 2. На выходе 2 появляется «единица», на выходе 1 остается «нуль». Для нового переключения схемы нужно подать импульс на вход 2. В последние годы промышленностью освоены стандартные логические элементы и универсальные системы элементов, выполняемые в виде микромодулей или интегральных схем.

Синхронизирующие устройства определяет порядок работы и взаимодействие узлов и систем преобразователей. К синхронизирующим устройствам относятся задающие генераторы, распределители импульсов, фазосдвигающие устройства, которые кроме своего основного назначения осуществляют синхронизацию различных устройств. Имеется категория синхронизирующих устройств, которые выполняют свою единственную функцию: вырабатывает сигналы для синхронизации работы системы управления преобразователя, осуществляют временную «привязку» работы различных устройств к знакопеременным (чаще синусоидальным) напряжениям и токам.



Рис. Синхронизирующее устройство для трехфазного мостового преобразователя и векторная диаграмма выходных напряжений.

При построении синхронизирующих устройств следует учитывать возможные искажения входного сигнала (например, входной сети преобразователя), которые во многих случаях сопутствуют работе устройств с тиристорами. Наиболее распространенными и простыми схемами синхронизирующего устройства являются схемы с трансформаторами (рис.5.8). Напряжения управляющего сигнала в каждом канале для мостового m - фазного преобразователя сдвинуты на угол р/m.

Оптимальный для временной «привязки» точкой, для который характерно постоянное временное положение на синусоидальной кривой, вне зависимости (в определенных пределах) от степени ее искажения, является точка перехода кривой через нулевое значение. Схемы, вырабатывающие импульсы в момент перехода напряжения (тока) через нуль, обычно называют нуль - органами. Многие из них построены по принципу усилителей постоянного тока с большим коэффициентом усиления, работающих в режиме ограничения. При необходимости укорачивать импульсы получаемые сигналы дифференцируют. Широко применяются схемы с импульсными генераторами, работающими в режиме внешней синхронизации, а также схемы на магнитных логических элементах. На рис.5.9 показан нуль - орган с использованием логического элемента ИЛИ - НЕ.

Рис. Нуль - орган с использованием логического элемента ИЛИ - НЕ: а - схема; б - временные диаграммы напряжений;

Напряжение u_вх расщепляется трансформатором Т на два противофазных u_вх1 и u_вх2, последние ограничиваются стабилитронами V1, V2 соответственно до уровня u_огр, обеспечивающего работу логической схемы ИЛИ - НЕ на транзисторе V3. Импульсы u_вых формируется при каждом переходе синусоиде через нуль. Длительность импульса находится в прямом зависимости от уровня срабатывания логического элемента ИЛИ - НЕ. Для синхронизации работы многофазного устройства такая схема должна быть включена в каждую фазу.

Сравнивающее устройство. Основными параметрами сравнивающего устройство, определяющими его качество, являются: порог чувствительности, т.е. минимальное значение разности сравниваемых величин, которое вызывает устойчивое срабатывание сравнивающего элемента; входное сопротивление; нестабильность порога чувствительности и быстродействие. В преобразовательной технике используется схемы сравнения электрических величин на транзисторах, которые не требует значительной мощности входного сигнала. Элементом сравнения обычно являются входная цепь транзистора. При сравнении по амплитуде сравниваемые источники тока или напряжения включаются навстречу друг друга последовательно с эмиттерным переходом транзистора.

Рис. Сравнивающее устройство на интегральных схемах.

Чувствительность сравнивающего устройство можно повысить применением микросхем, например интегральных схем типа 140УД1 или 140УД2. Каждая из этих схем являются операционным усилителем постоянного тока. Входным элементом интегральной схеме является дифференциальный усилительный каскад на кремниевых транзисторах, обладающий ценными свойствами: низким порогом срабатывания, уменьшенным дрейфом нуля, возможностью получить выходной сигнал любого знака, повышенной помехоустойчивостью и др. Операционный усилитель два входа (рис.510,а), на которые подаются сравниваемые напряжения u₁ и u₂ (номера зажимов на рисунке соответсвует маркировке микросхемы). В зависимости от знаков подаваемых на входы напряжений усилитель находится в состоянии положительного или отрицательного насыщения, поэтому при изменении напряжений u₁ и u₂ в момент их равенства напряжения на нагрузке R_н изменяется скачком. Чувствительность такого сравнивающего устройства измеряется единицами милливольт. Возможно сравнение напряжений по одному входу через развязывающие резисторы R1 и R2 (рис.510,б).

Источник управляющего (задающего) воздействия служит для задания требуемого значения выходного параметра устройства. Управляющее (задающее) напряжение может формироваться делителями напряжения с постоянными или переменными компонентами. В последнем случае управляющее напряжения можно регулировать. Для обеспечения точности управляющего напряжения опорное напряжение, питающее делитель, должно быт стабилизированным. Обычно опорное напряжения формируется на стабилитроне.

Датчики параметров. Контролируемые параметрами в преобразовательных устройствах являются ток и напряжение, а выходной величиной датчиков - напряжение. Простые датчики тока и напряжения показаны на рис.511,а. датчик напряжения представляет собой делитель напряжения R1, R2, подключаемый непосредственно к шинам контролируемого напряжения. Датчиком тока являются калиброванный шунт R_ш, включенный в силовую цепь. Приведенные датчики обладают общим существенным недостатком: имеют гальваническую связь с силовой схемой.

Указанный недостаток устраняется применением в датчиках трансформаторов и различных преобразующих устройств (например, трансформаторов постоянного тока) на постоянном токе. В большинстве случаев информация о напряжении и токе требуется в виде постоянного напряжения, для чего в датчике устанавливаются выпрямитель и фильтр. Датчик тока и напряжения в трехфазной сети переменного тока с использованием трансформаторов показан на рис.511,б. Выходные напряжения датчиков пропорциональны средним значениям контролируемых параметров. Описанные датчики являются аналоговыми преобразователями контролируемых параметров. Применяются аналоговыми преобразователями контролируемых параметров. Применяются также (особенно в цифровых системах) пороговые датчики (релейного типа), производящие оценку входного сигнала по методу «меньше» - «больше» (двухпозиционные) или «меньше» - «норма» - «больше» (трехпозиционные). Двухпозиционным датчиком может служить мультивибратор с эмиттерной связью или триггер.

При построении систем управления преобразовательными устройствами необходимо иметь информацию о состоянии отдельных тиристоров или групп тиристоров, т.е. знать напряжения анод - катод тиристора и анодный ток. Датчики состояния тиристоров являются двухпозиционными: тиристор открыт - тиристор закрыт. Требования к порогу срабатывания таких датчиков противоречивые и не всегда выполнимы. Датчики состояния тиристоров являются разновидностью датчиков тока и напряжения.

Рис. Датчики параметров.

Промежуточные усилители и формирователи. Если параметры формируемых различными устройствами сигналов не соответствует необходимым для запуска последующей схемы, то требуется предварительное усиление или формирование сигнала. Эти задачи выполняют промежуточные усилители и формирователи или совмещенное устройство - усилитель-формирователь.

Основной схемой усиления в системах управления преобразовательных устройств являются схема транзисторного усилителя с общим эмиттером. Для формирования сигналов определенной формы применяются ждущие генераторы импульсов, дифференцирующие цепи и др.

Выходное устройство предназначено для окончательного формирования и усиления импульсов управления. Различают устройства с бестрансформаторным и трансформаторным выходами. Бестранформаторные схемы просты, однако применяются редко ввиду гальванической связи цепи управления с силовой схемой, что при многоканальном управлении требует изолированных друг от друга источников питания для каждого канала управления. Выходное устройство с изолирующим трансформатором (5,12,а) устраняет указанный недостаток. На рисунке штрихами показаны резистор и конденсатор, которые могут включатся параллельно управляющему переходу тиристора для повышения устойчивости его работы.

Рис. Выходное устройство: а - схема с трансформатором; б - схема для формирования импульсов специальной формы.

С помощью трансформатора можно легко согласовать оптимальные параметры выходного устройства с входной цепью тиристора, а также можно одновременно управлять несколькими тиристорами. Напряжения прямого падения на диоде (0,5…1В) прикладывается к переходу управляющий электрод - катод тиристора и создает на нем отрицательное смещения, причем при соответствующем выборе параметров схемы и управляющего импульса длительность протекания тока через диод будет достаточна для обеспечения отрицательного смещения в интервале между управляющими импульсами. Работа тиристора с отрицательным смещением управляющего электрода повышает его устойчивость к du/dt и помехам.

В качестве активного элемента (ключа) в схемах выходных устройств могут применяться транзисторы или тиристоры. Число каскадов транзисторного выходного устройства зависит от требуемого коэффициента усиления (обычно один или два каскада). Перспективными являются устройство по формированию импульсов специальный формы, обеспечивающее форсировку включения тиристора. На рис.5,12,б показан транзисторный вариант такой схемы. В момент прихода импульса конденсатор С разряжается на первичную обмотку трансформатора, обеспечивая требуемую амплитуду для форсировку включения тиристора. В дальнейшем по мере разряда конденсатора С амплитуда уменьшается и определяется сопротивлением резистора R1. (рис.5.12,б).

Схемы выходных устройств на тиристорах также используют накопительный конденсатор, который заряжается или от источника постоянного тока, или от сети. В последнем случае конденсатор заряжается в один из полупериодов синусоиды напряжения, а импульс формируется в другой.

На рис.5,13,а,б показаны схема и диаграммы работы двухплечего генератора, использующего заряд и разряд накопительного конденсатора С через тиристоры V1 и V2 соответственно. Конденсатор С и нагрузка Т являются общими для обоих плеч генератора. Формирование импульсов на нагрузке происходит в моменты t₁ и t₂ включения тиристоров. Так, в момент t₁(t₂) включается тиристор V1(V2) и на нагрузке формируется фронт положительного (отрицательного) импульса, однако вследствие того, что диод V4(V3) смещен в данный момент через резистор R2(R1) от источника U в обратном направлении, формируемый передний фронт импульса не передается на тиристор V2(V1). Таким образом, в генераторе исключается взаимное влияние работающего и неработающего плеч, чем достигается повышение надежности работы при больших крутизнах переднего фронта формируемых импульсов. Длительность формируемых импульсов определяется емкостью конденсатора С.

На рис.5.13,в показана схема выходного устройства на тиристоре для формирования импульсов специальной формы. Конденсаторы С1 и С2 заряжаются от сети по цепям R2, V2 и R1, V1 соответственно, причем конденсатор С2 заряжается до большей амплитуды, чем конденсатор С1. После включения тиристора V4 амплитуда тока нагрузки определяется в первый момент емкостью С2, а по мере ее разряда - емкостью С1. Тиристор закрывается в момент прохождения тока через нуль.

Для управления мостовыми преобразователями необходимы двойные импульсы. Такое выходное устройство можно построить на основе, например, схемы на рис.5.12,б, установив на входе логическую схему ИЛИ.



Рис. Выходные устройства на тиристорах: а - схема; б - схема для формирования импульсов специальной формы.

Фазосдвигающее устройство обеспечивает сдвиг во времени управляющих импульсов относительно синхронизирующего сигнала, что необходимо для регулирования или стабилизации выходных параметров полупроводникового преобразователя. В зависимости от используемых элементов и принципа работы различают фазосдвигающее устройства на магнитных элементах, на фазовращателях («горизонтальный» принцип) и на устройствах сравнения («вертикальный» принцип). Устройство сравнения, в свою очередь, разделяются на устройства со сравнением аналоговых величин напряжений или токов (непрерывная задержка) и устройства со сравнением чисел (квантованная задержка).

Наибольшее распространение получили фазосдвигающие схемы на устройствах сравнения напряжений (рис.5.6,а). Основными функциональными элементами фазосдвигающего устройства по «вертикальному» принципу являются генератор переменного напряжения и сравнивающее устройство. Форма выходного напряжения генератора переменного напряжения (ГПН) может быть различной в зависимости от требуемого диапазона фазового регулирования и принципа действия ГПН, но практически используется только синусоидальное и линейное нарастающее или падающее (пилообразное, треугольное и т.п.) напряжения. При использовании в качестве ГПН трансформатора (рис.5.8) необходимо учитывать возможные искажения напряжения сети, одним из источников которых может являться сам преобразователь. Для уменьшения влияния помех на схему управления необходимо ставить фильтры. В результате в общим простые схемы с использованием синусоидального напряжения сети могут значительно усложняться.

Схема ГПН, нечувствительная к высокочастотным помехам питающей сети, показана на рис.5.14,а.

Рис. Генератор переменного напряжения треугольной формы: а - схема; б - временные диаграммы работы схемы.

Выходное напряжение ГПН снимается с конденсатора С, который заряжается неизменным по величине током. Постоянство тока достигается с помощью выпрямителя, нагруженного на большую индуктивность. Выходное напряжения ГПН имеет треугольную форму (рис.5.14,б). Схема подвержена влиянию амплитудных искажений питающей сети. Для их устранения может быть использована схема с диодным коммутатором (рис.5.15,а). В момент перехода напряжения е_а через нуль диод V3 запирается, начиная с момента t₀, напряжения на конденсаторе С линейно нарастает до момента t₁, когда е_а равно напряжению на конденсаторе (рис.5.15,б). Начинается разряд конденсатора С. Схема позволяет получить диапазон фазового регулирования более 180⁰.

Рис. Генератор переменного напряжения с диодным коммутатором: а - схема; б - временные диаграммы напряжений.

Рис. Фазосдвигающие устройства на интегральных схемах типа 140УТ1.

Широко применяются фазосдвигающие устройства на интегральных схемах серии 140 (рис.5.16). Схема выполнена по «вертикальному» принципу. Прямоугольное напряжения u_c с синхронизирующего устройства поступает на вход интегратора на операционном усилителе I, являющегося генератором переменного напряжения. Сформированное ГПН пилообразное напряжения и напряжения управления u_у подаются на входы сравнивающегося устройства на операционном усилителе II, в момент равенства указанных напряжений на нагрузке R_н формируется импульс.

Принципиальной отличной от всех ранее рассмотренных схем является квантованная задержка, позволяющая создавать только дискретные значения задержки: , где - длительность ступени; - число ступеней. Преимуществом такой задержки является ее высокая точность, так как число является целым и точно известным, а длительность ступени определяется периодом колебаний задающего генератора и может быть стабилизирована кварцем. Квантование позволяет повысит помехоустойчивость фазосдвигающего устройства. Недостаток устройств с квантованной задержкой состоит в том, что нельзя использовать ее промежуточные значения, соответствующие нецелому значению

Рис. Схема квантованной задержки.

Принцип квантования задержки поясняется схемой, показанной на рис.5.17. Система состоит из двух счетчиков (например, двоичных) - управляющего УС и рабочего РС, а также многоразрядной схемы сравнения чисел СС. Число , определяющее текущее значения задержки, записывается в управляющем счетчике УС с помощью схемы управления СУ, управляющей как числом импульсов , поступающих в УС, так и знаком «» очередной, поступающей в УС единицы. Если задержка должна быть возрастающей функцией времени, то УС работает на сложение, если убывающей - на вычитание. Счетчик УС должен быть реверсивным. Пусковой импульс ПИ отпирает схему И, через которую в рабочий счетчик РС начинают поступать счетные импульсы (от генератора ГСИ), период которых равен кванту времени . Счетчик РС считает импульсы до момента, когда число их сравняется с числом , записанным в УС. В этот момент схема сравнения СС выдает выходной импульс, задержанный на время относительно пускового. Этот же импульс может быть использован для сброса - установки РС на нуль. Схема готова к очередному циклу работы. В принципе можно изменять задержку не только изменением при Величину можно регулировать изменением частоты генератора счетных импульсов. Однако плавная регулировка частоты противоречит задаче ее стабилизации и мешает достижению высокой точности и стабильности задержки.