Главная
Коллекция "Otherreferats"
Физика и энергетика
Розвиток теорії та методів підвищення якості засобів вимірювальної техніки з використанням кодокерованих мір
Розвиток теорії та методів підвищення якості засобів вимірювальної техніки з використанням кодокерованих мір
Розроблення та вдосконалення принципів побудови стабільних промислових цифрових засобів вимірювання. Методи та засоби здійснення оперативного метрологічного контролю вимірювальних пристроїв електричних величин постійного струму, що вже експлуатуються.
| Рубрика | Физика и энергетика |
| Вид | автореферат |
| Язык | украинский |
| Дата добавления | 28.07.2014 |
| Размер файла | 119,6 K |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
В реальних умовах інші складові похибок омметрів суттєво зменшуватимуть кількість розрізнюваних градацій N вимірюваної величини та зменшуватимуть його метрологічну надійність. Тому, для забезпечення метрологічної надійності розроблюваних цифрових омметрів (підвищення їх інформаційного коефіцієнту якості) запропоновано використовувати диференційні методи побудови з кодокерованими мірами, а омметрів, що вже експлуатуються, - переносні кодокеровані міри-імітатори опору [21-26]. При використанні диференційного методу з корекцією АСП шляхом комутації вимірювального струму, код Nx результату вимірювання опору Rx отримується шляхом підсумовування кодів результатів двох перетворень (рис.4)
Nx=N1k+Sa1н/Sa2нN2k=Sa1нmRнRx/RNjн (1+mR-Nj-mk-м-Rкл/RNj), (11)
де Sa1н=kaнk1н/n1н, Sa2н=kaнk2н/n2н - номінальні коефіцієнти перетворення опору в код в обох циклах перетворення; kaн, k1н, k2н, n1н, n2н - відповідно номінальні значення коефіцієнтів передачі АЦП, ДП та поділу тестової напруги в обох циклах перетворення; mR, mk, N, м, Rкл/RNj - відносні інструментальні похибки відповідно коефіцієнтів mR і mk, струмозадавального резистора RNj, коефіцієнта перетворення КПН та методична похибка, зумовлена залишковим опором комутатора Sj.
З аналізу співвідношення (11) зроблено висновок, що похибка вимірювання опору цифровим диференційним омметром визначатиметься лише похибками подільників тестової напруги для вимірювального mR та компенсаційного mк каналів перетворення, струмозадавального резистора j, КПН і похибкою Rкл/RNj, зумовленою малим опором Rкл замкненого j-того ключа комутатора Sj. Завдяки формуванню окремих напруг для вимірювального mRUТ та компенсаційного mкUТ каналів з допомогою подільників відповідно MR та MK тестової напруги UТ, можна суттєво зменшити кількість прецизійних струмозадавальних резисторів RNj і вибрати їх мінімальне значення набагато більшим від опору замкненого ключа Rкл, що дає можливість реалізації широкодіапазонних прецизійних цифрових омметрів, з інваріантністю до контактних е. р. с. реле [25]. За умов, що відношення опорів можна реалізовувати з похибкою набагато меншою від похибок опорів резисторів подільника, а як КПН можна використовувати принципово будь-які прецизійні подільники напруги, то результуюча похибка вимірювання опору може визначатися тільки похибками струмозадавальних резисторів. Їх невелика кількість, а також малі масо-габаритні показники дають можливість конструктивної реалізації як переносного вставного блоку і для забезпечення високої часової стабільності омметра проводити частішу повірку такого блоку.
З практичної точки зору необхідним є питання проведення оперативного контролю процесу вимірювання опору омметрами на місці їх експлуатації [21]. На основі аналізу показано, що такий контроль доцільно здійснювати без демонтажу омметра з місця експлуатації, без переривання процесу вимірювань, а результат контролю не повинен залежати від принципу дії омметра. Для вирішення цієї задачі в роботі запропоновано використати кодокеровані міри-імітатори електричного опору. Проведений аналіз показав, що визначальним фактором при цьому є тип з'єднувальної лінії омметра [6, 7, 11, 12]. Для дво - або три провідних ліній зв`язку кодокеровані міри-імітатори електричного опору слід включати в будь-який із струмових дротів (рис.5) [12]. Методика оперативного метрологічного контролю полягає у вимірюванні двох значень Ri1, Ri2 відтворюваного мірою опору без відключення вимірюваного об`єкту, знаходженні значення похибки Дх омметра та співставленні її з межею допустимих значень Дхд. При виконанні умови ДхДхд омметр може використовуватись за призначенням, в іншому випадку омметр слід демонтувати та здійснити метрологічну перевірку, де і1, і2 - абсолютні похибки КМО при відтворенні опорів Rі1, Rі2; Дх= (R1-R2) - ko (Ri1-Ri2) + (Дi1-Дi2) Rл1 - похибка омметра в робочих умовах експлуатації; Rл2, Rл3 - опори дротів трипровідної лінії зв'язку; ko - коефіцієнт перетворення вимірювача опору. З аналізу співвідношення ДхДхд показано, що автоматична корекція похибок міри опору суттєво спрощуватиме процес контролю омметрів в робочих умовах експлуатації. Калібратори напруги, струму, опору типу МК4702 серійно виготовляються в Україні в СКБ мікроелектроніки в приладобудування [6, 10-12]. Для здійснення контролю процесу вимірювання омметрами з чотирипровідною лінією зв'язку запропоновано використовувати гальванічну розв'язку між струмовими та потенціальними колами міри-імітатора, яка може бути реалізована на основі сучасної перспективної мікроелектронної технології комутованих конденсаторів [21].
Четвертий розділ присвячений принципам побудови кодокерованих мір електричного опору та напруги. Аналіз показав, що особливості відтворення електричного опору як пасивної фізичної величини у першу чергу визначаються розсіюваною потужністю і з цієї точки зору весь діапазон можна умовно розбити на три піддіапазони - низькоомний (сильнострумовий (>0,1 А) і низьковольтний (<0,1 В), середньоомний і високоомний (високовольтний (>300 В) і слабкострумовий (<0,1 мА)). Це накладає певні вимоги і до техніки реалізації кодокерованих мір опору (КМО), насамперед пов'язані із труднощами комутації великих струмів або напруг, але й у середньоомному діапазоні реалізація КМО значно утруднена через вплив залишкових параметрів комутаційних елементів. Окрім цього, однією із найважливіших умов побудови КМО є забезпечення можливості їх схемотехнічної уніфікації з кодокерованими мірами напруги, технологія виготовлення яких відпрацьована достатньо добре і які масово виготовляються різними фірмами [1, 15, 26]. Цим передусім пояснюється відсутність як в Україні, так і за рубежем серійних КМО, комплекс технічних характеристик яких задовольняв би потреби практики, особливо в діапазонах нижче 0,1 Ом та вище 10 МОм. На підставі цього зроблено висновок про доцільність використання методу імітації електричного опору з використанням як конструктивно - технологічних, так і структурно-алгоритмічних методів забезпечення високих точності і стабільності КМО в робочих умовах експлуатації. Це дозволяє у результаті виготовляти уніфіковану міру напруги, струму та електричного опору.
Показано, що при відтворюванні малих значень опорів суттєво зменшуються спадки напруг на зразкових опорах аж до значень співмірних або й значно менших від еквівалентних АСП, зумовлених неідеальностями активних елементів імітаторів опору (ІО). Окрім того, будь які комутації в сильнострумових колах достатньо складні у технічній реалізації. Для усунення вказаних недоліків запропоновано періодично одночасно змінювати полярність вхідної та вихідної напруг ІО (рис.6).
В структурі такого низькоомного чотиризатискачевого ІО струм протікає тільки через зразковий опір RN, спад напруги з якого перетворюється методом подвійної інверсії у вихідний сигнал ІО.
Показано, корекція значення АСП міри опору може може здійснюватись або оператором (за умови незмінності її похибок), або автоматично шляхом знаходження середньоарифметичного результатів двох вимірювань
, (12)
де , - відтворювані мірою опори при різних полярностях включення перемикачів ПП1 та ПП2; Іх - вимірювальний струм між струмовими затискачами С1, С2; - код управління ІО; е1, e2, е1, e2 - еквівалентні напруги зміщення відповідно операційних підсилювачів ОП DA1 і DA2, зумовлені їх статичними не ідеальностями, при різних полярностях перетворюваних напруг.
Відмічено, що середньоомні імітатори електричного опору принципово можуть бути двозатискачевими мірами, однак, при здійсненні оперативного контролю процесів вимірювання опору безпосередньо на місці експлуатації ЗВТ доступними для під'єднання є тільки окремі місця у спеціальних з'єднувальних шафах, до клем яких і може бути підключена двозатискачева міра. З метою забезпечення інваріантності до неінформативних параметрів ліній зв`язку запропоновано використання чотирипровідних кодокерованих мір опору [1, 6, 8, 10]. Проведений аналіз метрологічних властивостей відомих структур ІО виявив, що відтворюваний імітатором електричний опір залежатиме від значень масштабних елементів (зразкового опору RN, коефіцієнта передачі КПН, інших масштабних відношень), реальних параметрів використаних ОП, розсіюваної мірою потужності та схемотехнічних особливостей реалізації, наприклад, використання ОП із гальванічно розділеними живленнями, типу КПН тощо. Для забезпечення інваріантності до впливу опорів ліній зв'язку, спрощення практичної реалізації та можливості схемотехнічної уніфікації з кодокерованими мірами напруги мікроелектронного виконання запропоновано структуру чотирипровідного середньоомного ІО (рис.7 [1, 24]. Інваріантність до впливу опорів ліній зв`язку забезпечується завдяки диференційному поданні опорної для КПН напруги та включенням опорів Rс1 струмового дроту С1 та Rп1, Rп2 пари потенціальних дротів П1, П2 послідовно із високим вхідним опором підсилювачів DA2, DA1 та DA5, а опору Rc2 другого струмового дроту - до вихідного опору ОП DA5 і, тому, їх значення практично не впливатимуть на значення відтворюваного опору.
Враховуючи, що вхідною величиною цього перетворювача є струм Іі, і нехтуючи членами вище другого порядку малості, відтворюваний мірою опір R1i подамо виразом
Ri=Ui/Ii=Ri0+ДUi/Ii+мRNr1+i- (Rc1/RN) (k2-1+M2сф-1), (13)
де початковий опір ІО; - похибка статизму ІО; е4, е5, е6 - напруги зміщення ОП DA4, DA5, DA6; - вхідні струми інвертуючих входів ОП DA4, DA5, DA6; M6сф, Rв6 - відповідно коефіцієнт послаблення синфазної складової та вихідний опір ОП DA6; Rc2, RП2 - опори відповідно другого струмового та потенціального дротів; k1, k2, k6 - коефіцієнти передачі розімкнених ОП DA1, DA2, DA6 на постійному струмі.
Аналіз виразу (13) показує, що параметри неідеальності використаних в ІО ОП приводить до появи адитивної (перший та другий члени (13)) та мультиплікативної складової похибки. Адитивна складова похибки в ІО проявляється як власне АСП імітованого опору та як залежна від струму імітатора Іі складова і яку слід трактувати як початкову напругу міри-імітатора опору. За умови використання мікропроцесорних блоків керування, для зменшення впливу початкового опору його значення слід враховувати при наборі коду імітованого опору. Наприклад, при максимальному значенні відтворюваного опору RN=1кОм, повних п'яти десяткових розрядах мантиси відтворюваного опору та при значенні коефіцієнтів передачі ОП к1к62 106 (характерне для сучасних інструментальних ОП) значення початкового опору не перевищуватиме 0.01 Ом (одиниці молодшого розряду міри для багатьох практичних задач). Значення напруги на початковому опорі ІО в основному залежатиме від значення масштабного опору RN (на практиці виконуються співвідношення RN>>Rc1, Rc2, RП1, особливо при коротких лініях зв'язку). Вплив опору Rв6 можна суттєво зменшити при використанні традиційних способів зменшення вихідного опору ОП. За цих умов вплив початкового опору може бути апаратно скорегований шляхом підсумовування інверсного значення потенціалу інвертуючого входу перетворювача струм-напруга з вихідною напругою ІО в будь-якій точці його структури після КПН.
Значення мультиплікативної складової похибки ІО пропорційне до суми похибок статизму використаних функціональних вузлів на основі ОП. Для її зменшення також доцільно вибирати ОП з великим коефіцієнтом передачі та коефіцієнтом послаблення синфазної складової і при вказаних вище їх значеннях призводитимуть до зведеної відносної похибки не більшої від 0,002 %. За наявності мікропроцесорного блоку керування операцію підстроювання доцільно замінити операцією уведення поправки - уточнювального множника, на значення якого слід домножати значення встановлюваного коду відтворюваного опору. Відмічено, що операції уведення поправок або підстроювання будуть коректними тільки у випадку вибору певного мінімального значення коефіцієнтів передачі ОП та обмеженого діапазону їх зміни при зміні умов довкілля і такого, щоб значення МСП міри опору не виходило поза межі встановлених допустимих значень.
Показано, що в залежності від принципу дії омметра та особливостей вимірювальних об'єктів, наприклад, резистивні сенсори фізичних величин, особливо напівпровідникові, для яких розсіювана потужність повинна бути мінімально можливою, значення вимірювального струму може суттєво змінюватись навіть в межах одного й того ж діапазону вимірювань. Встановлено, що початкова напруга може значно (деколи і в декілька десятків разів) змінюватись і, відповідно, змінювати початковий опір ІО. Навіть за умови ручної корекції початкової напруги, її часові зміни та зміни в робочих умовах експлуатації призводитимуть до відчутних змін початкового опору ІО [6, 8, 10]. Так як значення початкової напруги Ui залежить також від значення коду відтворюваного опору, то операція корекції початкового опору стає трудомісткою, оскільки її слід здійснювати для кожного нового коду на місці експлуатації омметра. Показано, що в деяких випадках при відносно коротких з'єднувальних дротах та наявності засобів вимірювання з відліковими пристроями вплив початкової напруги ІО на результат вимірювання опору може бути скорегований оператором шляхом використання методу інверсії напряму вимірювального струму через ІО та проведенням вимірювань опору ІО омметром при двох протилежних напрямах струму [21].
Відмічено, що цей метод може бути реалізований тільки в структурах чотирипровідних ІО та за умови використання помножувальних ЦАП. Запропоновано автоматизувати процес корекції АСП ІО (рис.7) на основі методу подвійної інверсії вхідних сигналів ІО з виділенням усереднюючим пристроєм ФНЧ їх постійної складової, яка пропорційна значенню початкової напруги, та уведенню в реальному масштабі часу поправок у вихідний сигнал міри опору [25, 26].
Якщо перемикачі напряму струму SW1, SW2 працюють з частотою м=2fм набагато вищою від частоти fзр зрізу ФНЧ, то на його вхід подається двополярна відносно спільної шини ІО напруга, а на виході формується постійна напруга для корекції значення початкової напруги ІО. Показано, що використання ФНЧ з нульовим зміщенням дозволяє уникнути застосування в каналі корекції прецизійних активних елементів з малими напругами зміщення та їх дрейфами. Постійна складова Uk змінної вхідної для ФНЧ напруги, амплітуда якої в один півперіод рівна U11i, а в другий - U12i, за умови r3=R2/R1=1 знаходиться як
Uk=U11i+U12i=мRNrIi (A1-A2) +Ii (Rc1-Rc2) + (Rk6-Rk5) / (k6+1) +мRNIc1+Ic3+Ic2+Ic4+
+2 (Iв1+Iв3+Iв2+Iв4) +Iв5+Iв6+ (Iс7+Iс8) (Rk7+Rk8+R1п+R2п) + (Iс4+Iв7) Rп2+ (Iс3+Iв8) Rп1, (14)
де , - вхідні для ФНЧ напруги при різних напрямах струм ІО; Ів6, Ів8 - зворотні струми переходів витік-підкладка ключів S6 та S8 перемикачів полярності SW1, SW2; Іс1, Іс2, Іс3, Іс4, Іс7, Іс8 - зворотні струми переходів стік-підкладка ключів відповідно S1, S2, S3, S4, S5 та S7 перемикачів полярності SW1, SW2; Rk1, Rk2, Rk5, Rk7, Rk8 - опори замкнених ключів S1, S2, S5, S6, S7, S8.
Показано, що на практиці можна прийняти Rc1=Rc2=Rc, Rп1=Rп2=Rп, А1=А2=А, і, тоді вираз для значення імітованого опору із врахуванням корекції знайдено як
Ri=Ui/Ii=RП1+мRNr1+S- (Rc1/RN) (k2-1+M2ca-1). (15)
Із проведеного аналізу метрологічних властивостей ІО з автоматичною корекцією похибок зроблено такі висновки: запропонований метод інверсії струму суттєво зменшує початкову напругу Ui ІО, значення якої залежатиме лише від різниць опорів замкнених ключів S7, S8 та різниць зворотних струмів переходів стік-підкладка і витік-підкладка ключів S4, S7 та S3, S8; значення МСП ІО, зумовлене зворотними струмами перемикачів SW1, SW2, прямо пропорційне до різниць зворотних струмів ключів S1-S6 та зворотно пропорційне до значення вимірювального струму; початкове значення опору завдяки апаратній корекції, яка здійснюється із входу ІО через резистор R1, суттєво зменшується (приблизно на 1-3 порядки в залежності від значення опору RN масштабного резистора); запропонована структура ІО з автоматичною корекцією похибок може бути виготовлена в інтегральній технології, оскільки містить компоненти, мікроелектронна технологія виготовлення яких добре відлагоджена у масовому виробництві; скореговані значення початкової напруги та МСП ІО, зумовлені залишковими параметрами ключів, суттєво зменшаться за умови мікроелектронного виконання комутаторів в єдиному технологічному циклі, оскільки, відомо, що типове значення розкиду параметрів між сусідніми активними елементами в інтегральній мікросхемі становить десяті долі процента.
Встановлено, що основним обмеженням побудови широкодіапазонних високоомних кодокерованих мір опору на основі традиційних структур активних імітаторів є допустимі значення напруги живлення використаних ОП, так як із зростанням значень відтворюваних опорів при обмеженій розсіюваній мірою потужності (не більше 0,1 Вт) збільшується і спадок напруги на них. На практиці цей діапазон опорів для сучасних ОП як правило не перевищує декількох кілоом, а використання високовольтних ОП призводить до суттєвого ускладнення схеми в цілому, значного зростання масо-габаритних показників та ускладнює реалізацію мір в мікроелектронному виконанні. Іншим принциповим обмеженням є невеликі допустимі значення комутованих напруг сучасними електронними ключами, у той же ш час із зростанням значень відтворюваних опорів зменшується відносний вплив залишкових параметрів ключів. Дійсно, при використанні електромеханічних ключів з опором замкненого ключа Rзк0,1 Ом та контактною е. р. с. екк20 мВ у всьому робочому діапазоні застосування вже при значеннях відтворюваного опору Ri104 Ом відносні похибки зумовлені їх залишковими параметрами не перевищуватимуть відповідно 0,001% та 0,07%. Показано, однак, що значення цих похибок збільшуватиметься в багаторозрядних кодокерованих мірах опору [1, 14, 27-29]. Для розширення діапазону відтворюваних опорів і збереженні основних метрологічних характеристик запропоновано використовувати комбіноване включення імітатора та магазинів опору або провідності в складі однієї міри [14, 30]. З метою корекції складових похибки, зумовлених впливом залишкових параметрів ключів запропонована потенціально-струмова комутація масштабуючих елементів з розподілом розрядів мантиси та номеру піддіапазонів коду відтворюваного опору [30]. Опір може відтворюватись в умовно низькоомному (pm), середньоомному (m<pm+l-1) та високоомному (pm+l) піддіапазонах відтворення. В умовно низькоомному піддіапазоні pm відтворення працюватиме тільки базовий ІО (див. рис.7), в умовно середньоомному діапазоні m<pm+l-1 в базовому ІО включається максимальне значення масштабного резистора, на ККМП подаються старші розряди мантиси коду відтворюваного значення опору, а на БАОІ - решта молодших розрядів цього коду; в умовно високоомному діапазоні pm+l на БАІО подається нульове значення коду , а мантиса коду повністю подається на ККМП.
Показано, що при подальшому збільшенні значень відтворюваного опору метрологічні характеристики кодокерованих мір в основному визначатимуться опорами ізоляції їх масштабних елементів. Оскільки високоомні вимірювальні кола є, як правило, завжди і високовольтними, то з метою спрощення апаратної реалізації в основу роботи ІО запропоновано покласти принцип імітації опору за законом Ома для ділянки кола в режимі заданої зовнішнім засобом вимірювання напруги на цій ділянці - двох основних затискачах міри - та поділом струму, який протікає через зовнішній високовольтний затискач структури власне ІО. Принципово, що для реалізації поділу струму структура ІО повинна бути тризатискачевою із забезпеченням еквіпотенціальності обох низьковольтних затискачів [1, 14, 27, 28, 31]. Для усунення недоліку структур відомих ІО, пов'язаного із суттєвим зростанням відносних похибок відтворюваних опорів із збільшенням їх значення запропонована структура високоомного імітатора опору (рис.8), шкала якого пропорційна коду керування 1-. У цьому випадку мале значення коду 1- буде відтворюватись як різниця двох значно більших за розміром та точніших величин. В основі структури цієї міри лежить схема базового АІО з гальванічно розділеним блоком живлення, який як кодокерований опір включений в коло від'ємного зворотного зв'язку ОП DA2, з виходу якого масштабним резистором формується вихідний струм високоомної міри-імітатора , де R01, R02 - опори зразкових резисторів; , r - мантиса коду керування та масштабний коефіцієнт базового ІО.
Імітатори електричного опору з автоматичною корекцією похибок за методом інверсії вимірювального струму фактично стають імітаторами активного електричного опору через частотну залежність коефіцієнтів передачі та послаблення синфазної складової ОП і коефіцієнта передачі ЦАП. Вираз (15) імітованого активного опору Zi подано як [25]
, (16)
де k - стала часу ЦАП.
Модуль АЧХ ІО знаходиться з виразу [25]
, (17)
а ФЧХ ІО [25] -
, (18)
На рис.9 подані графіки відносних амплітудних похибок ,
розраховані з використанням програмного пакету MathCAD 2000 Professional для різних типів як вітчизняних, так і зарубіжних ОП з такими параметрами:
1. - ОP277 (k0=5105, Mcф=115 дБ, 1=2106 Гц);
2. - 14ОУД21 (k0=1106, Mcф=120 дБ, 1=2106 Гц;
3. - ОP470 (k0=4105, Mcф=120 дБ, 1=12106 Гц);
4. - KP574УД1 (k0=5105, Mcф=80 дБ, 1=2107 Гц);
5. - LT1115 (k0=1105, Mcф=123 дБ, 1=14107 Гц).
З аналізу графіків рис.9. зроблено висновок, що значення відносних амплітудних похибок ІО насамперед залежить від смуги пропускання використаних ОП. Для серійних відносно недорогих ОП типу LT1115 значення частоти fМ модуляції може становити десятки кілогерц і у цьому частотному діапазоні можуть бути реалізовані активні фільтри з використанням схемотехніки комутованих конденсаторів, що створює теоретичні передумови мікроелектронної реалізації ІО з автоматичною корекцією похибок. Пульсації вихідної напруги ІО ФНЧ повинен послаблювати до рівня не більшого від (0,2.0,3) ·UІОдоп, де UІОдоп - значення допустимої похибки ІО, зведеної до спадку напруги на ньому. Тому, для забезпечення малого рівня пульсацій зроблений висновок, що частота зрізу fзр ФНЧ повинна бути меншою від частоти модуляції fМ більше, ніж на два порядки і становити сотні герц. З аналізу поданих на рис.10. графіків залежностей відносної похибки ІО від сталої часу k ЦАП для ОП типу LT1115 (сталі часу змінювалась в межах: 1 - =10-4 с, 2 - =10-5 с, 3 - =10-6 с) зроблено висновок, що для широко смугового ОП відносна похибка відтворюваних значень активного опору в основному визначатиметься інерційністю ЦАП, оскільки із збільшенням їх розрядності, відповідно, зменшується і швидкодія. З аналізу поданого на рис.11. графіка тривимірної залежності відносної похибки відтворення активного опору від частоти модуляції та сталої часу КПН для ОП типу LT1115 зроблено висновок, що із зростанням значень як сталої часу КПН, так і поточного значення частоти швидкість зростання значення похибки зменшується. Для реальних параметрів інтегральних ЦАП k= (1…30) 10-6 c відносна похибка відтворення опору на частотах до декількох десятків кілогерц не перевищуватиме значень 0,01%.
Аналіз фазочастотних характеристик імітаторів електричного опору, реалізованих на різних типах ОП (аналогічних типів, поданих для рис.9), показав, що для широкосмугових ОП на частотах до декількох десятків кілогерц фазовий зсув не перевищуватиме лише 0,001 рад0,06 град і спричинятиме в імітаторах лише невелике часове запізнення сигналу корекції після змін відтворюваного опору, спричиненого будь-якими змінами.
Очевидно, що при модуляції вимірювального струму ІО та автоматичній аналоговій корекції АСП, у вихідному сигналі ФНЧ принципово буде змінна складова частоти fм модуляції. В більшості аналогових та цифрових омметрів ця змінна складова послаблюватиметься завдяки усереднюючим методам побудови їх вимірювального кола.
В загальному випадку поставлено вимогу зменшення впливу амплітуд змінної складової до рівня співмірного із власними шумами активних компонентів омметра, наприклад, нуль-органа в цифрових мостах. Для сучасної елементної бази рівень флікер-шумів на інфранизьких частотах (в смузі (0,1.10) Гц) не перевищує одиниць мікровольт, то поставлено вимогу, щоб амплітуда змінної складової ІО Uміо не перевищувала 0,1 мкВ. Тоді, при максимальному типовому значенні спадку напруги Umax на ІО, реалізованого на стандартних ОП, Umax?10 В, коефіцієнт послаблення кпсл частоти модуляції fм повинен бути не меншим кпсл=108=160 дБ.
В роботі проаналізовано можливості забезпечення такого великого значення коефіцієнта послаблення в базисі пасивних або активних RC-фільтрів і показано, що для цього потрібно забезпечувати або велике значення відношення частот fм/ fзр, де fзр - частота зрізу ФНЧ, або використовувати багатоланкові фільтри. Встановлено, що в базисі пасивних RC-фільтрів можна реалізувати ФНЧ практично придатний до автоматизації процесу корекції АСП в мірах з ручним керуванням, при цьому час tвст встановлення вихідного сигналу фільтра становитиме лише десяті частки секунди. Однак, навіть при виборі доволі великих значень частоти fм?2 кГц модуляції, значення RC-елементів пасивних ФНЧ (R1=5 кОм; С1=1,6 мкФ; R4=135 кОм; С4=59 нФ) є надто великими для мікроелектронного виконання і тому доцільно розглянути шляхи вдосконалення в базисі активних ФНЧ.
Відмічено, що тільки структура активних ФНЧ (АФНЧ)"без зміщення" не призводить до появи в кодокерованих мірах додаткової АСП, зумовленої напругами зміщення та вхідними струмами ОП, однак їх частотні та динамічні параметри у певній мірі впливатимуть на точність ІО. Показано, що тільки при малих добротностях Q<1/2 в ФНЧ буде аперіодичний перехідний процес, а при всіх інших - можливе насичення ОП і на перебіг перехідного процесу фільтра суттєво впливатимуть параметри насиченого ОП. На основі детальнішого аналізу режимів роботи активного фільтра встановлено, що із всієї сукупності параметрів ОП на роботу найсуттєвіше впливатимуть коефіцієнт передачі, смуга пропускання, вхідний та вихідний опори. У результаті моделювання з допомогою програмного пакету MathCAD 2000 Professional реальної передавальної характеристики АФНЧ показано, що за умови використання сучасної широкосмугової елементної бази, при великих коефіцієнтах передачі та на відносно низьких частотах (до 10 кГц) не існує небезпеки насичення ОП при імпульсних вхідних напругах, що на певний час викликатиме втрату нормальних режимів роботи, суттєве зростання часу встановлення та можливість появи АСП за рахунок неоднаковості значень напруг насичення ОП різних полярностей, а час встановлення вихідної напруги АФНЧ практично не залежить від параметрів використаних ОП.
Показано, що для забезпечення заданого значення коефіцієнта послаблення пульсацій кпсл=160 дБ та суттєвого зменшення часу встановлення АФНЧ слід вибирати якомога вищу частоту зрізу фільтра, використовувати каскадне сполучення ланок, частоти зрізу яких одинакові, враховувати взаємне шунтування ланок фільтра шляхом збільшення значень прохідних опорів фільтрів в б разів, починаючи від входу. Передавальну функцію такого чотириланкового АФНЧ W4A подано у виді
W4A=щz8 (p8+p7a7+p6a6+p5a5+p4a4+p3a3+p2a2+pa1+a0), (19)
де f (p) - знаменник передавальної функції однієї ланки АФНЧ другого порядку; щz=щ1щ2 - частота зрізу АФНЧ; щ1= (R1C1) - 1, щ2= (R2C2) - 1 - частоти зрізу першої та другої ланок АФНЧ;
Q - добротність ФНЧ; R1, C1, R2, C2 - значення опорів та ємностей відповідно першої та другої ланок АФНЧ.
Час tвст встановлення вихідного сигналу АФНЧ визначено з допомогою програмного пакету MathCAD 2000 Professional як корінь трансцендентного рівняння U4A (tвст) =1-L-1щz8 (pW4A (p)) - 1-вст при одиничному скачку вхідного сигналу, де U4А (tвст) - значення вихідного сигналу АФНЧ в момент часу tвст, в який похибка встановлення не перевищує значення двст=0,01%; L-1щz8 (pW4A (p)) - 1 - зворотне перетворення Лапласа передавальної функції АФНЧ при одиничному вхідному сигналу. З аналізу залежності (рис.12) часу встановлення вихідної напруги чотириланкового АФНЧ від параметру б зроблено висновок, що з урахуванням обмежень на практичну реалізацію, значення параметру б слід приймати не більшим б?3, оскільки після б>3 графік стає доволі пологим, проте сильно зростає значення прохідних опорів фільтра. В роботі подані рекомендації до практичного розроблення ФНЧ. В базисі АФНЧ можуть бути реалізовані фільтри, придатні для мікроелектронного виконання з часом встановлення десятки мікросекунд при похибці не більшій 0,01 %.
Аналіз показав, що одним із основних елементів, що визначають метрологічні характеристики як мір напруги, так і мір опору є тип кодокерованого подільника напруги. Доведено доцільність побудови КПН на основі структур із комутованими конденсаторами, завдяки комплексу їх високих технічних характеристик, і обґрунтовано вибір послідовних ємнісних подільників, які мають потенційно високу лінійність. До суттєвих переваг послідовних ЦАП слід віднести і принципову можливість відмови від підгонки значень ємностей обох масштабних конденсаторів подільника і врахуванням їх розкиду при встановленні коефіцієнта передачі КПН аналоговим чи програмним способом. Найбільшим недоліком послідовних ємнісних ЦАП є їх мала швидкодія, оскільки значення вихідної напруги встановлюється за m+1 такт перетворення, де m - кількість двійкових розрядів коду . Окрім цього, в послідовному ЦАП не корегуватиметься АСП, зумовлена напругою зміщення ОП інтегратора ІНТ та комутаційними викидами ключів. Для корекції АСП послідовних ємнісних ЦАП запропоновано використати метод подвійної інверсії вхідних та вихідних сигналів (рис.13). З метою автоматичної корекції АСП ця структура доповнена фільтром низької частоти ФНЧ, вихід якого задає потенціал нижніх обкладок масштабних конденсаторів С1, С2, а вхід через комутатор SW підключений до виходів ОП диференційного пристрою вибірки-зберігання ДПВЗ. Завдяки цьому на виході ФНЧ формується потенціал рівний еквівалентній напрузі зміщення - АСП езм=ДОП+Дкв+еп1+еп2, значення якої віднімається від значення +Е0 опорної напруги з метою корекції АСП кодокерованої міри напруги. Подана на рис.13. структура КПН розроблена з метою забезпечення можливості її мікроелектронної реалізації на основі сучасних МДН-технологій. Завдяки використанню ДПВЗ зменшені вимоги до швидкодії послідовних ємнісних ЦАП, оскільки на час отримання нового значення вихідної напруги КПН її попереднє значення зберігається в пристроях вибірки-зберігання і поновлюється в них з високою частотою.
В п`ятому розділі проведений аналіз шляхів корекції додаткових похибок кодокерованих мір. Встановлено, що більшість впливних факторів може бути практично усунена шляхом використання добре розроблених в серійному виробництві конструктивно-технологічних та захисних і запобіжних способів [1, 5]. Однак, для зменшення впливу такого фактора як температура довкілля можна використати або спосіб термостатування, або ж спосіб додаткових вимірювань. Показано недоліки першого способу, пов`язані із значними енерговитратами, а для практичної реалізації другого способу необхідний окремий тракт вимірювання температури, в якому запропоновано використати сенсори з p-n переходом та часове розділення вимірювального та корегуючого каналів. З метою усунення їх найбільшого недоліку - технологічного розкиду термометричних характеристик - запропоновано спосіб модуляції їх вимірювального струму [17, 18, 19, 32]. Встановлено, що для корекції впливу опорів бази RБТ, емітера RЕЕ та колектора RКЕ через p-n перехід сенсора слід пропускати три імпульси струму, значення яких задаються співвідношеннями I2=a-1I1, I3=2I1-I2=a-1I1 (2a-1) і визначати результат вимірювання як різницю двох різниць спадків напруги на p-n переході за формулою, як [17-21]
, (20)
де ISD0 - еквівалентний тепловий струм при температурі Tх=Tх0; IR0 - еквівалентний струм рекомбінації при температурі Tх=Tх0; kig0 - коефіцієнт інжекції при температурі Tх=Tх0; Eg0 - ширина забороненої зони напівпровідника при температурі Tх=Tх0; - температурний потенціал.
З аналізу виразу (20) показано, що чутливість перетворення з ростом співвідношення а збільшується слабко, однак при цьому зростають і похибки, зумовлені струмами IR, ISD p-n переходу. Із поданої на рис.14 температурної залежності методичної похибки зроблено висновок, що діапазон вимірюваних температур може сягати 450 К при похибці 0,01%. Встановлено, що критерієм забезпечення уніфікації характеристик напівпровідникових сенсорів є виконання наступних нерівностей
. (21)
де 1, 2 - нескінченно малі величини.
Для забезпечення інваріантності результату вимірювання до опорів бази, емітера, колектора та з`єднувальних ліній слід виконати умову 2I1-I2-I3=0, і, тоді результат вимірювання запропоновано знаходити як ДU123=2U1-U2-U3. Це співвідношення покладене в основу алгоритму визначення результату вимірювання в цифровому термометрі (рис.15). В цьому співвідношенні значення напруг U1, U2, U3 принципово отримуються в різні моменти часу і для спрощення реалізації запропоновано пристрій вибірки-зберігання виконати на основі інтегратора, причому додатну напругу U1 слід інтегрувати вдвічі довше від часів інтегрування від`ємних напруг U2 та U3 [18-20]. При цьому для розширення динамічного діа-пазону пристрою від напруг Uі слід віднімати напругу UД0, значення якої приблизно рівне спадку напруги на p-n переході при кімнатній температурі. Для підвищення завадостійкості перетворення сумарний час інтегрування напруг U1, U2, U3 доцільно вибрати кратним періоду превалюючої завади. Вимірюване значення температури Иx пропорційне до напруги ДU123 і не залежить ні від технологічних розкидів параметрів напівпровідникових діодів, ні від типу напівпровідникового матеріалу. Ця залежність є принципово лінійною, її точність визначається тільки похибками коефіцієнтів поділу прецизійної напруги і коефіцієнта підсилення, які на сучасному етапі розвитку мікроелектроніки можуть бути реалізовані дуже точно, і бути стабільними в часі і при зміні умов довкілля.
Як напівпровідникові сенсори можна використовувати будь-які діоди, в т. ч. без корпусні, що дає можливість "точкових" вимірювань температури. Точність вимірювання температури визначається тільки похибками відношення резисторів, може сягати значень тисячних процента, причому стабільність цих відношень буде набагато вищою від стабільності окремого резистора.
В шостому розділі розглянуто синтез структур, за якими доцільно будувати вимірювальні засоби. В основу синтезу структур покладені результати аналізу, проведеного в попередніх розділах. Запропоновано структури цифрових ЗВТ з покращеними характеристиками, розроблені на основі серійних цифрових приладів типу ЦР7701 [1, 3, 4, 21]. Синтезовано структури ЗВТ на основі сенсорів з p-n переходом для використання в системах для комерційного обліку спожитих тепла, холодної і гарячої води та газу індивідуальними споживачами [32, 33]. Подано розроблені схеми кодокерованих мір для метрологічного забезпечення електровимірювальних приладів.
Висновки
1. Встановлено, що за умови періодичної автоматичної корекції адитивної складової похибки методом комутаційного інвертування або модуляції вимірювального струму температурна та часова стабільність цифрових електровимірювальних приладів постійного струму визначатиметься практично тільки стабільністю масштабних елементів. При незмінності параметрів елементів вимірювального кола за час проведення корекції серед усіх відомих метод інвертування вхідного сигналу забезпечує мінімальне нескориговане значення адитивної складової, яке визначається практично розкидом залишкових параметрів ключів перемикача полярності.
2. Показано теоретичну можливість суттєвого зменшення дисперсії скоригованого значення вихідного сигналу, зумовлену шумами, в дельта-сигма АЦП з комутаційним інвертуванням в реальному масштабі часу.
3. Доведено, що використання диференційного методу і методу інвертування вимірюваного та опорного сигналів дає можливість здійснювати оперативний контроль процесів вимірювання в приладах без втрат вимірювальної інформації завдяки використанню кодокерованих мір. При цьому відпадає необхідність в періодичному калібруванні засобу вимірювання і є можливість автоматичної корекції адитивної складової похибок практично всього вимірювального тракту перетворення, а не тільки приладу.
4. Встановлено, що для забезпечення якості оперативного контролю процесів вимірювання в середньоомному діапазоні кодокеровані міри опору слід реалізовувати чотирипровідними. Запропоновано та проаналізовано базові структури кодокерованих мір з можливістю автоматичної корекції адитивної складової похибки методом інвертування вимірювального струму.
5. Показано, що в низькоомному (сильнострумовому та низьковольтному) діапазоні відтворення можуть бути реалізовані чотиризатискачеві міри електричного опору з корекцією адитивної складової похибки методом подвійного інвертування напруги.
6. Запропоновано та проаналізовано багатодіапазонні високоомні (високовольтні) кодокеровані міри електричного опору на основі структур активних імітаторів опору з трипровідним підключенням до омметрів будь-якого принципу дії, в яких зменшується вплив залишкових параметрів перемикачів піддіапазонів.
7. Запропоновано та проаналізовано структури послідовних ємнісних кодокерованих подільників напруги, в яких здійснюється автоматична корекція адитивної складової похибки і які можуть бути реалізовані в мікроелектронному виконанні в базисі схемотехніки комутованих конденсаторів.
8. Обґрунтовано, що температурні сенсори на основі p-n переходу є перспективними для засобів вимірювання температури кодокерованих мір електричних величин. В режимі модуляції вимірювального струму з використанням трьох значень струму температурна залежність кремнієвих сенсорів є лінійною у відносно широкому діапазоні перетворюваних температур від 100 до приблизно 500 К з похибкою не більшою +0,1 К.
9. Доведено, що корекцію додаткових похибок малогабаритних кодокерованих мір доцільно здійснювати традиційними конструктивно-технологічними методами, а корекцію додаткової температурної похибки - методом допоміжних вимірювань з використанням сенсорів температури з p-n переходом з модуляцією їх вимірювального струму та апріорним встановленням дійсної температурної залежності кодокерованих мір в декількох точках робочого діапазону.
10. Встановлено, що для здійснення оперативного контролю засобів вимірювання з резистивними перетворювачами, які вже експлуатуються, доцільно використовувати кодокеровані міри опору, автоматичну корекцію адитивної складової похибки яких слід реалізовувати методом інверсії вимірювального струму.
11. На підставі проведених теоретичних досліджень розроблено базові структури і на їх основі реалізовано та впроваджено в практику цифрові засоби вимірювальної техніки з покращеними якісними показниками та засоби для проведення оперативного контролю протікання вимірювальних процесів.
Список основних опублікованих праць за темою дисертації
1. Метрологія та вимірювальна техніка / Поліщук Є.С., Дорожовець М.М., Яцук В. О, Ванько В.М., Бойко Т.Г. - Львів: Бескид-біт. - 2003. - 544 с.
2. Здеб В.Б., Яцук В.О. Комп'ютерно-інтегровані системи опрацювання сигналів постійного струму // Зб. наук. праць "Комп'ютерні технології друкарства". - Львів: Укр. акад. друкарства. - 1998. - С.127-130.
3. Столярчук П.Г., Лилак В.І., Яцук В.О. Прецизійні канали вимірювання темпера-тури для атомної енергетики // Вісник Харківського політех. держ. ун-ту. "Сис-темний аналіз, управління та інформаційні технології". - Вип.71. - 1999. - С.83-87.
4. Булига С., Здеб В., Зорій В., Івахів О., Огірко Р., Телеп О., Шморгун Є., Яцук В. Аналіз похибок цифрового термометра // Вимірювальна техніка та метрологія. - №60. - 2002. - С.58-64.
5. Яцук В. Підвищення метрологічної надійності засобів вимірювання у робочих умовах експлуатації // Вимірювальна техніка та метрологія. - 2002. - №60. - С.98-102.
6. Столярчук П.Г., Лилак В.І., Яцук В.О. Переносні багатозначні калібратори для перевірки температурних каналів технічних систем на місці експлуатації // Вісник Харківського політехн. держ. ун-ту. "Системний аналіз, управління та інформаційні технології". - Вип.71.1999. - С.94-96.
Подобные документы
Аналіз методів та засобів вимірювання рівня рідини засобами вимірювальної техніки. Основні принципи та класифікація рівномірів. Поплавкові і буйкові прилади як найбільш прості прилади виміру, їх принцип дії. Склад та настройка ємнісних перетворювачів.
реферат [1,7 M], добавлен 11.12.2009Особливості та принципи виконання електричних вимірювань неелектричних величин. Контактні та безконтактні методи вимірювань. Особливості вимірювання температури, рівня, тиску, витрат матеріалів. Основні різновиди перетворювачів неелектричних величин.
контрольная работа [24,6 K], добавлен 12.12.2013Способи збудження і пуск двигунів постійного струму, регулювання їх швидкості обертання та реверсування. Вимірювальні і контрольні інструменти, такелажні механізми, матеріали, що застосовуються при виконанні ремонтних робіт. Правила техніки безпеки.
курсовая работа [5,2 M], добавлен 25.01.2011Загальні відомості про електровимірювальні прилади, їх класифікація, побудови та принципи дії. Вимірювання сили струму, напруги, активної потужності, коефіцієнта потужності. Прилади для вимірювання електричної енергії, опорів елементів кола та котушки.
лекция [117,9 K], добавлен 25.02.2011Поняття, склад та електроємність конденсаторів. Характеристика постійного електричного струму, різниці потенціалів та напруги постійного струму. Сутність закону Ома в інтегральній та диференціальній формах. Особливості формулювання закону Джоуля-Ленца.
курс лекций [349,1 K], добавлен 24.01.2010Дослідження властивостей електричних розрядів в аерозольному середовищі. Експериментальні вимірювання радіусу краплин аерозолю, струму, напруги. Схема подачі напруги на розрядну камеру та вимірювання параметрів напруги та струму на розрядному проміжку.
курсовая работа [1,9 M], добавлен 26.08.2014Особливості розробки малопотужного тиристорного електроприводу постійного струму. Аналіз існуючих тиристорних електроприводів постійного струму. Розрахунок техніко-економічних показників систем електроприводу. Можливі несправності і методи їх усунення.
курсовая работа [4,9 M], добавлен 16.05.2013Основні відомості про двигуни постійного струму, їх класифікація. Принцип дії та будова двигуна постійного струму паралельного збудження. Паспортні дані двигуна МП-22. Розрахунок габаритних розмірів, пускових опорів, робочих та механічних характеристик.
курсовая работа [1,3 M], добавлен 15.11.2015Будова та принцип роботи безконтактного двигуна постійного струму. Схеми керування, визначення положення ротора БД. Силові схеми електроприводів з БДПС. Синтез блоку керування. Блок комутації обмоток вентильного двигуна. Методи синтезу дискретних систем.
дипломная работа [2,9 M], добавлен 15.05.2019Розрахунок опори шунта та додаткового резистора. Метрологічні характеристики моста постійного струму. Схема підключення електронопроменевого осцилографу. Характеристики амперметрів, фазометрів та ватметру. Основна та додаткова інструментальна похибка.
контрольная работа [390,9 K], добавлен 12.11.2010
