организации, в том числе принятия решений и интерпретации чужих мировоззрений.

Гуманистические теории

Гуманистическая психология подчеркивает, что у людей есть свобода воли, и что это играет активную роль в

определение того, как они ведут себя. Соответственно, гуманистической психологии фокусируется на субъективных

опыт лиц, в отличие от вынужденных, окончательных факторов, определяющих поведение. Авраам

Маслоу и Карл Роджерс были сторонниками этой точки зрения, которая базируется на "феноменального поля"

теория Combs и Snygg (1949). Роджерс и Маслоу были среди группы психологов, которые

работали вместе в течение десяти лет, чтобы произвести журнал гуманистической психологии. Этот журнал был

в первую очередь ориентирован на просмотр отдельных лиц в целом, а не концентрироваться исключительно на отдельных черт

и процессов внутри индивидуума.

Роберт У. Уайт написал книгу "Аномальные Личность", который стал стандартным текстом

по патопсихологии. Он также исследовал человеческую потребность стремиться к цели, как положительных

компетентность и влияние, чтобы уравновесить акцент Фрейда на патологических элементов

развитие личности.

Маслоу провел большую часть своего времени, изучая то, что он назвал "само-actualizin роблемы психологических классификаций обусловлены высокой сложностью и мобильность

психики. Для классификации объектов материального мира является более простой задачей.

В психологии мы исследуем сознание с помощью сознания. Вот новые возможности

открыт и произошло то же время новые ограничения, в частности, из-за субъективности и необходимость

чтобы преодолеть его, как известно, в психике есть сознательные и бессознательные когнитивные процессы.

Они часто происходят раздельно, как две разные средства, чтобы получить знания (информации) о

ситуации в мире. Из-за этого, например, оценки характеристик личности с

помощь проективные тесты (которые адресованы главным образом к бессознательных свойств) часто противоречат

результаты самооценок сделаны с помощью вопросников (которые основаны на сознании).

Для определения психологического типа человека, важно иметь измерительный прибор

(Тест, инвентарь и т.д.), которые калибруют выявить не настоящие и реальные ситуативные характеристики,

но, в окне, которые типичны, повторив с более высокой вероятностью в течение жизни. Поэтому

методы, которые позволяют видеть нынешние характеристики через призму личности целого

жизнь: биографический, структурированная беседа, продольное наблюдение в реальных ситуациях) очень важны для

психологи. Такие методы хорошо развиты в области клинической психологии. В работе с

здоровых людей использование этих методов является довольно узким.

Подготовка квалифицированных специалистов в области исследований и диагностики психологических типов является

Особой проблемой. Здесь требуется целый комплекс специальных знаний и навыков. Для

измерения психологических типов, важно, чтобы иметь возможность видеть не отдельные фрагменты

психическая реальность, но работает с системами (познание, мотивация, ценности, волю, эмоции, самосознание)

и принимая во внимание их целостный характер, освоить знания установившегося

варианты этих систем и навыков, чтобы сра

Рисунок 2.4 - Структурная схема р/4-DQPSK демодулятора.

В дифференциальном декодере осуществляется компенсация начальной фазы Ш и восстановление относительности приращений фазы на интервале принимаемых дибитов. Математически эти операции представляются следующим образом.



Таким образом, в точках c и d формируются сигналы с относительными уровнями

Их соотношение в квадратурных каналах однозначно определяет принятый дибит. Необходимая перекодировка осуществляется в дешифраторе.

Приведенное описание процедуры демодуляции р/4-DQPSK показывает, что этот процесс более сложный, чем формирование сигнала. В отличие от модулятора в демодуляторе сигнал представлен в непрерывном виде, и для его обработки необходимо использовать аналитические операции, которые могут быть реализованы в аналоговом виде или с помощью цифровых сигнальных процессоров.

2.1.3 Особенности распространения сигнала с модуляцией р/4-DQPSK

Основными характеристиками радиосигнала при его передаче по эфиру являются частотный спектр и огибающая амплитуды. Рассмотрим эти характеристики для р/4-DQPSK сигнала с параметрами, определенными стандартом TETRA.

Комплексная огибающая сигнала представляется выражением

Мгновенное значение амплитуды А(t) может быть представлено в виде вектора, выходящего из начала координат, а фаза Ц(t) - как угол между вектором и положительным направлением оси абсцисс. Таким образом, в процессе модуляции вектор осуществляет вращательно-колебательное движение вокруг начала координат. Траектория движения конца вектора при модуляции случайной последовательностью дибитов, показана на рисунке 2.5. Из рисунка видно, что огибающая имеет значительную амплитудную модуляцию, которая является принципиальным элементом р/4-DQPSK сигнала. На рисунке 2.6. представлен спектр р/4-DQPSK сигнала с подавленной амплитудной модуляцией. Из рисунка видно, что внеполосные излучения такого сигнала значительно увеличиваются. Отсюда следуют важные выводы:

1. Для усиления р/4-DQPSK сигнала необходим линейный усилитель мощности, что исключает возможность использования высокоэффективных режимов работы передатчиков. КПД линейных усилителей мощности всегда ниже, чем усилителей сигнала с постоянной огибающей.

2. Мощность передатчика используется неэффективно, так как его средняя излучаемая мощность ниже пиковой.

Рисунок 2.5 - Траектория движения вектора при р/4-DQPSK модуляции случайной последовательностью дибитов.



Рисунок 2.6 - Спектр р/4-DQPSK сигнала.

Теоретический спектр р/4-DQPSK сигнала показан на рисунке 2.6. Из рисунке видно, что спектр р/4-DQPSK сигнала весьма компактен. При принятых в стандарте TETRA значениях параметров сигнала полоса цифрового сигнала в эфире менее 20 кГц, при этом уровень излучений на границе с соседним каналом (Дf? 12,5 кГц) приблизительно равен -60 дБ. При реализации устройства неизбежны аппаратные погрешности, связанные с неидеальностью отдельных звеньев тракта, поэтому реальный спектр несколько отличается от теоретического. Требования к спектру сигнала в эфире с позиции электромагнитной совместимости рассмотрены ниже.

2.1.4 Основные параметры передатчика

Стандарт предусматривает деление передатчиков на классы, в рамках которых устанавливаются основные требования. Для базовой станции предусмотрено 10 классов, для подвижной-4.

Стандартные мощности передатчиков базовой и подвижной станции для всех классов приведены в таблице 2.2.



Таблица 2.2.

Класс станции	Мощность
	Базовая станция	Мобильная станция	Носимая станция
	Вт	дБм	Вт	дБм	Вт	дБм
1	40	46	30	45	3	35
2	25	44	10	40	1	30
3	15	42	3	35	-	-
4	10	40	1	30	-	-
5	6,3	38	-	-	-	-
6	4	36	-	-	-	-
7	2,5	34	-	-	-	-
8	1,6	32	-	-	-	-
9	1	30	-	-	-	-
10	0,6	28	-	-	-	-

Стандарт TETRA предусматривает адаптивное дискретное изменение уровня мощности в процессе сеанса связи абонентов. В таблице 2.3 представлены промежуточные значения мощности.

Таблица 2.3.

Номер шага	Мощность, дБм
1	45
2	40
3	35
4	30
5	25
6	20
7	15

При подстройке мощности радиостанции любого типа меняется от минимального уровня-15 дБм до номинального, определяемого типом и классом радиостанции.

Внеполосные излучения определяются как мощность нежелательных излучений вблизи несущей частоты(в соседних каналах связи). Уровень этих излучений в основном определяются видом модуляции, формой радиоимпулься, линейностью передатчика и другими параметрами.

Заданные стандартом уровни внеполосных излучений приведены в таблице 2.4.

Таблица 2.4.

Частота отстройки, кГц	Относительный уровень, дБ
25	-60
50	-70
75	-70

Представленные значения измерены относительно мощности в сигнале в основном канале с использование полосового фильтра с характеристикой «корень квадратный из приподнятого косинуса» с коэффициентом скругления 0,35. На частотах, не показанных в таблице 2.3 абсолютный уровень внеполосных излучений не должен превышать - 36дБм.

Следует отметить, что сигнал с -DQPSK модуляцией сдержит амплитудную составляющую модуляции, поэтому к линейности передатчика предъявляются повышенные требования, в отличие от передатчиков с ЧМ.

Побочные излучения характеризуют уровень помех, создаваемых передатчиком, вдали от рабочего канала. Данные излучения вызваны, как правило, устройствами формирования сигнала и, в определенной мере, характеризуют качество передатчика. Установленные стандартом нормы на побочные излучения приведены в таблице 2.5, где ближайшая частота приема базовой станции.

Таблица 2.5.

Частота отстройки, кГц	Относительный уровень, дБ
100…250	-75
250…	-80
	-100



Интермодуляционные искажения в передатчике могут возникнуть при попадании на эго выход мощный сигналов о других близко расположенных передатчиков. Такая ситуация характерна для базовых станций. Устойчивость передатчика к этим искажениям характеризуется коэффициентом ослабления интермодуляции, который равен отношению мощности передаваемого сигнала к мощности интермодуляционной компоненты.

В передатчиках базовых станций системы TETRA коэффициент ослабления интермодуляции должен не хуже 40д.б при мощности мешающего сигнала на 30дБ ниже выходного и его отстройки на 100 кГц. При больших смещениях коэффициент ослабления интермодуляции должен быть не хуже 70дБ.

Для передатчиков подвижных станций коэффициент ослабленя инермодуляции должен быть не меньше 60 дБ при уровне мощности помехи на 50дБ ниже мощности сигнала.

2.1.5 Основные параметры приемника

Использование цифрового сигнала для передачи речевых сообщений требует иного подхода к определению чувствительности цифровых радиостанций, нежели аналоговых.

Как правило, качество канала связи в цифровых системах характеризуют вероятностью ошибки приема на один бит, то есть отношением количества неправильно принятых бит информации к количеству переданных бит. В отличие от аналогового канала связи, в котором качество речи снижается (приблизительно) пропорционально отношению сигнал/шум, в цифровом канале наблюдается пороговый эффект. Здесь качество речи на значительном интервале отношений сигнал/шум практически остается постоянным, но при достижении порогового значения резко ухудшается. Это свойство поясняет рисунке 2.7.



Рисунок 2.7 - Зависимость качества речи от отношения сигнал/шум.

Пороговый эффект тесно связан с особенностями преобразования речевого сигнала в цифровую форму и обычно характеризует устойчивость алгоритма речепреобразования к ошибкам в канале связи. Таким образом, имеется предельная вероятность ошибки, при которой еще обеспечивается допустимое качество воспроизведения речевого сигнала. Поэтому в цифровых системах связи за чувствительность принимают уровень входного сигнала приемника, при котором обеспечивается предельная вероятность ошибки на бит.

Испытания рекомендуемого в стандарте TETRA речепреобразующего устройства в канале с ошибками показали, что приемлемое качество воспроизведения речи сохраняется до значений предельной вероятности ошибки на бит 4%. Относительно этого значения при различных условиях распространения сигнала задана чувствительность базовой и мобильной радиостанции для речевого канала (TCH/S) (см. таблицу 2.6).

Таблица 2.6

Тип радиостанции	Условия распространения радиосигнала
	статические	динамические
Базовая	-115 дБм	-106 дБм
Мобильная	-112 дБм	-103 дБм

Для логических каналов управления важным является обмен командами без искажений, поэтому для таких каналов введено понятие стирания команды (MER), которое характеризует вероятность потери команды. Предельно допустимые значения MER, заданные в стандарте, при различных моделях канала связи представлены в таблицах 2.7 и 2.8 для направления связи сверху вниз и снизу вверх соответственно.

Таблица 2.7

Направление связи сверху вниз
Логический канал	Модель канала
	статический класс А/В	TU50 класс В/А	HT200 класс А	EQ200 класс Е
AACH	28%/38%	11%/10%	17%	16%
BSCH	3%	8%	11%	22%
SCH/F	4,5%/9%	8%	11%	22%
SCH/HD	2,5%/5%	8%	11%	21%

Таблица 2.8

Направление связи сверху вниз
Логический канал	Модель канала
	статический класс А/В	TU50 класс В/А	HT200 класс А
SCH/F	10%	8%/11%	11%
SCH/HU	3%	8%	9,5%
STCH	8%/5%	8%/9%	11%

Следует отметить, что приведенные значения чувствительности радиоприемников соответствуют отношению сигнал/шум на входе демодулятора 10 дБ для статических условий распространения радиосигнала и 19 дБ - для динамических условий, в полосе частот 18 кГц. Теоретически заданным уровням вероятности ошибки соответствуют значения отношения сигнал/шум 8 дБ и 17 дБ для соответствующих условий распространения сигнала. Таким образом, потери при реализации алгоритмов приема сигнала не должны превышать 2 дБ.

В настоящее время для измерения чувствительности аналоговых радиостанций широко используется метод SINAD. При этом чувствительность характеризуют минимальным уровнем сигнала на входе приемника, при котором обеспечивается отношение суммы сигнала с шумом к шуму на выходе акустического тракта приемника (S+N)/N=12 дБ. Измерения проводятся в статических условиях приема.

Прямое сравнение чувствительности цифровых и аналоговых радиостанций затруднено из-за отличия видов модуляции и различного характера искажений принимаемой информации. Поэтому сравнение проведем путем сопоставления отношения сигнал/шум на выходах линейных частей приемников (после фильтра основной селекции) (S/N)_ПЧ. при одинаковом качестве приема речевого сообщения. Такой подход позволяет оценить допустимое уменьшение уровня входного сигнала того или иного приемника по отношению к другому. При этом сравнимое качество приема речевого сообщения получается при отношении (S+N)/N=12 дБ на выходе приемной части для аналоговой станции, и при 4% ошибок на входе речепреобразующего устройства - для радиостанции стандарта TETRA. Таким образом, достаточно сравнить отношения (С/Ш)_ПЧ, при которых обеспечивается чувствительность радиостанций. Для аналоговых узкополосных FM радиостанций чувствительность обеспечивается при отношении (S/N)_ПЧ=8 дБ при полосе канала 25 кГц и (S/N)ПЧ=11 дБ при полосе 12 кГц. Как указывалось ранее для системы TETRA (S/N)_ПЧ =10 дБ. Однако, учитывая структуру кадра сигнала TDMA отношение (S/N)ПЧ, приходящееся на абонентский канал, в 4 раза меньше. Таким образом, радиоканал системы TETRA эффективнее аналогового узкополосного FM-канала приблизительно на 6 дБ.

Выделяют требования стандарта к помехоустойчивости приемника радиостанции. Стандарт задает 4 параметра, определяющих помехоустойчивость приемников радиостанций:

· уровень блокирования;

· двухсигнальная избирательность;

· трехсигнальная избирательность;

· защитное отношение в совмещенном канале.

Первые три параметра характеризуют возможность работы приемника вблизи мощных источников помех. Очевидно, что они наиболее важны для базовых станций, которые весьма часто устанавливают рядом с другими радиостанциями.

Уровень блокирования определяет максимально допустимую мощность помехи, расположенной на побочных каналах приема, при которой еще сохраняется возможность приема сообщения. Данный параметр характеризует динамический диапазон приемника. Задаваемые стандартом значения уровня блокирования приведены в таблице 2.9.

Таблица 2.9

	Уровень помехи, дБм
50 - 100	-40
100 - 200	-35
200 - 500	-30
>500	-25

Двухсигнальная избирательность задает максимально допустимую мощность помехи, расположенной на соседних каналах приема, которая не приводит к существенному ухудшению чувствительности приемника. Ее значение должно быть не ниже -45 дБм.

Трехсигнальная избирательность характеризует качество приемника при воздействии на него двух и более помех с определенным соотношением несущих частот относительно частоты настройки. Трехсигнальная избирательность радиоприемника стандарта TETRA должна быть не хуже -47 дБм.

Защитное отношение в совмещенном канале используют при подготовке частотно-территориального плана системы связи. Особенно при построении многозоновой системы, так как оно характеризует допустимый уровень помехи в канале связи. Данный параметр незначительно зависит от качества аппаратуры и определяется, прежде всего, системными параметрами: видом модуляции, кодированием и др. В рассматриваемой системе связи с учетом динамических условий распространения радиоволн защитное отношение не хуже 19 дБ.

Номинальный уровень сигнала, для которого специфицированы параметры радиоприемника, равен -85 дБм. Параметры радиоприемника должны сохранять свое значение при увеличении входного сигнала до -45 дБм при динамических условиях распространения сигнала и до -20 дБм при статических.

Стандарты аналоговых узкополосных ЧМ систем задают значение защитного отношения в совмещенном канале 8 дБ для полосы частот 25 кГц и 12 дБ для полосы 12,5 кГц при статических условиях распространения сигнала и отношении (S/N)_SINAD=14 дБ. Для динамических условий необходимо ввести запас 10 дБ на флуктуации поля. В этом случае защитное отношение в аналоговой системе составит 18 дБ, что сравнимо с аналогичным в системе TETRA.



Глава 3 Разработка принципиальной схемы

3.1 Структурная схема приемопередатчика абонентской станции цифровой транкинговой связи

Конструктивно абонентскую станцию (АС), которую часто называют подвижной или мобильной станцией, выполняют как одноплатный приемопередатчик (рисунок. 3.1). В этой структуре к передатчику относятся формирователь радиосигналов и усилить мощности.

Рисунок 3.1 - Обобщенная структурная схема абонентской станции

Элементами приемного тракта являются: малошумящий усилитель радиочастоты (УРЧ), смеситель, усилитель промежуточной частоты (УПЧ) и демодулятора.

Блок обработки информационных сигналов (речи и данных), синтезатор частот и антенный коммутатор обеспечивают работу, как передатчика, так и приемника. Важные задачи в радиостанции возложены на процессорный блок. Кроме программного управления станцией процессорный блок выполняет значительную часть операций по обработке информационных сигналов при передаче и приеме.

В соответствии с обобщенной структурной схемой приемопередатчика современных ССПО, структурная схема передающего модуля приведена на рисунке. 3.2.

tetra транкинговый связь абонентский

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рисунок 3.2 - Структурная схема передатчика абонентской станции цифровой транкинговой связи.

Речевой сигнал с микрофона (МФ) преобразуется в аналогово-цифровом блоке (АЦБ) в цифровой вид с помощью импульсно-кодовой модуляции (ИКМ) и передаются в центральный процессор (ЦП) для выполнения всего комплекса процедур кодирования, перемежения, пакетирования и шифрования. Далее, поскольку в системах цифровой подвижной связи используют квадратурные виды модуляций, ЦП в соответствии с передаваемой последовательностью логических нулей и единиц осуществляет цифровой синтез двух модулирующих сигналов UMI и UMQ для реализации квадратурной модуляции.

Сигналы UMI , UMQ, сформированные ЦП, следуют в АЦБ, где с помощью ЦАП и ФНЧ их переводят в аналоговую форму и передают на формирователь радиосигнала, которую стабилизируют системой фазовой синхронизации. Стабилизацию частоты можно осуществить путем ее синхронизации внешним сигналом, либо от опорного кварцевого генератора.

Формирователь сигнала строят на интегральных схемах (ИС) с выходной мощностью до 5 дБм. Тракт усиления радиочастоты состоит из предварительного усиления (ПУ) и оконченного усилителя мощности (УМ). Далее следует фильтр гармоник (ФГ) и дуплексер.

Для передачи сигнала по радиоканалу стандарт TETRA предлагает использовать дифференциальную квадратурную фазовую модуляцию со сдвигом символов р/4 (международное обозначение - р/4-DQPSK). Этот вид модуляции в настоящее время широко применяется во многих цифровых системах связи. Модуляция р/4-DQPSK позволяет формировать компактный спектр радиосигнала с малым уровнем внеполосных излучений при высокой скорости передачи информации и приемлемой помехоустойчивости.

3.2 Выбор элементной базы для построения передатчика

Создавать устройства системы TETRA можно несколькими способами и на элементной базе различных производителей. Зачастую это происходит на базе DSP (цифровые сигнальные процессоры). В тоже время высокоинтегральные решения позволяют достигнуть пониженного энергопотребления и повышенной надежности с сохранением высокой произодительности DSP. Ярким примером таких интегральных решений выступают радиопроцессоры стандарта TETRA CMX980A и CMX981, которые производятся британской компанией CMX Microcircuits.

Схема включения микросхема CMX981 изображена на рисунке 3.3.

Микросхема CMX981 содержит модулятор р/4-DQPSK с цифровым фильтром, ЦАП и АЦП, демодулятор, усилитель.

Микросхема CMX981 способна решать следующие задачи:

· Обеспечение интерфейса между аналоговой частями в цифровой радиостанции;

· Выполнение большинства функций, обычно реализуемых на DSP;

· Сокращение времени и расходов на проектирование по сравнению с программированием DSP;

· Работа на более низкой тактовой частоте по сравнению с DSP системами.

Микросхема CMX981 является расширенной версией с CMX980A за счет нескольких усовершенствований:

· Увеличена выходная мощность;

· Увеличена чувствительность;

· Улучшено энергопотребление;

· Добавлен голосовой кодек;

· Добавлены программируемые фильтры;

· Добавлено усиление в аудиотракте.

Блок схема приемопередатчика на базе CMX981 показана на рисунке 3.4. Как видно из приведенной схемы, с помощью одного интегрального решения CMX Microcircuits можно выполнить большую и наиболее сложную часть функционала радиостанции.



Рисунок 3.3 - Микросхема CMX981



Рис. 3.4 - Блок схема приемо-передатчика TETRA на базе радиопроцессора CMX981

3.2.1 Выбор активных элементов усилителя мощности

При выборе транзисторов для выходного каскада необходимо сравнить несколько типов транзисторов, обеспечивающих получение заданной мощности, а также обладающие такими необходимыми параметрами как: граничная частота, напряжение питания, коэффициент усиления. Были рассмотрены отечественные транзисторы которые представлены в таблице 3.1

Мощность в антенне составляет 1 Вт, тогда оконечный каскад усилителя мощности с учетом потерь на выходе фильтра должен иметь 2 Вт.

Таблица 3.1 - Параметры транзисторов

Тип	РК (Вт)	UКЭ (В)	h21	Fгр (МГц)
2T911А	3	5	15…80	1
2Т930А	75	5	15…100	0,4
2T941А	4	5	20	1,5

Выбираем транзистор 2Т941А, так как он имеет наибольшую частоту граничного усиления.

Рисунок 3.5 - Внешний вид транзистора 2Т941А

Мощность предоконечного каскада рассчитывается исходя из того, что коэффициент усиления по мощности оконечного каскада примерно: К_Рок?6,45 тогда:

В целях унификации схемы усилителя мощности в предоконечном каскаде целесообразно использовать транзисторы того же типа, что и в оконечном каскаде. Тогда мощность входная мощность предоконечного каскада составит:

3.3 Выбор схемы регулятора мощности

В современных системах радиосвязи с множественным доступом передаваемая РЧ мощность постоянно изменяется внутри заданного диапазона для того, чтобы оптимизировать баланс линии связи. В результате достигается два положительных эффекта: уменьшается уровень интерференционных помех для близких приемников, и уменьшается мощность, потребляемая передатчиком от источника питания.

Для эффективного функционирования многих систем необходимо производить адаптивную регулировку выходной мощности передающих устройств базовых станций и мобильных абонентских устройств, что отражается в соответствующих стандартах. Команда на изменение выходной мощности в виде цифрового кода вырабатывается в информационном блоке и поступает через ЦАП на узел регулировки мощности. Число дискретных уровней выходной мощности, шаг и диапазон регулировки зависит от конкретного стандарта.

В дополнение к рассмотренному виду управления выходной мощностью, называемому иногда «статическим», в TDMA системах с временным разделением должно происходить управляемое включение и выключение усилителей мощности в паузах между передачей РЧ посылок (информационных посылок). Это позволяет уменьшить проникновение сигнала в соседние каналы из-за расширения спектра формируемого РЧ сигнала, происходящего при коммутации передатчика. Формирование требуемой формы огибающей производится путем плавной коммутации или рампинга усилителя мощности передатчика с нормированными временами установления и спада (среза) формируемого выходного радиоимпульса в соответствии со спецификациями стандартов. Слишком крутые фронт и срез формируемой посылки приводят к расширению занимаемой полосы частот. С другой стороны. Они не должны быть слишком пологими, так как это может привести к потери информации из-за недостаточной мощности в начале и конце информационных пакетов. Такое управление трактом передачи называют динамической регулировкой выходной мощности передатчика.



Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рисунок 3.6 - Управление выходной мощностью передатчика путем изменения напряжения питания

Наиболее простым образом управлять величиной выходной мощности УМ можно изменяя величину его напряжения питания (Supply Voltage Control Technique). В этом случае напряжение на РЧ усилитель мощности подается через полевой транзистор, к затвору которого приложено выходное напряжение усилителя с постоянным коэффициентом усиления. В данной схеме выходная РЧ мощность пропорциональна величине напряжения питания усилителя мощности Е_{пит УМ}. Полевой транзистор используется в схеме как регулируемое сопротивление, позволяющее изменять напряжение питания от 0 до Е_пит.

Управляющее напряжение U_упр необходимой формы для статистической и динамической регулировки мощности подается на вход дополнительного усилителя. Быстродействие устройств получается очень высоким, и эта методика, так же известная как многоуровневая модуляция (high-level modulation), использовалась ранее в мощных АМ передатчиках.

Чтобы предсказывать точно величину выходной мощности УМ в зависимости от управляющего напряжения, должны быть известны характеристики передачи системы, для чего производят калибровку устройства. При этом достаточно произвести измерение искомой зависимости Р_вых=f (U_упр) для двух точек и найти коэффициенты соответствующего линейного уравнения.

Рассмотренный метод управления РЧ усилителем мощности, использующий линейное соответствие между сигналом управления и выходным РЧ мощностью, имеет несколько достоинств:

- зависимость выходной мощности от управляющего напряжения получается с помощью достаточно простого процесса калибровки;

- необходимая форма РЧ пакета, удовлетворяющая требованиям временной маски, может быть легко получена путем подбора необходимого управляющего сигнала;

- выходные побочные составляющие, обусловленные процессом коммутации УМ, легко минимизируются.

Произведенные экспериментальные исследования показали, что при изменении выходной мощности в диапазоне, большем, чем 30 дБ, максимальная абсолютная ошибка управления составила 1.0 дБ. Однако во многих случаях такая точность управления УМ недостаточна для удовлетворения требований стандартов ССПО, что является недостатком рассматриваемого метода. Кроме того, ошибка управления резко увеличивается при изменении условий окружающей среды, рассогласовании нагрузки УМ и влиянии других факторов. Поэтому данный метод управления применяется в основном в простых радиопередающих устройствах.



Глава 4. Расчет усилителя мощности

4.1 Расчет режима выходного каскада

Расчет коллекторной цепи:

Расчет коллекторной цепи обычно ведется при заданной колебательной мощности Р₁ (в двухтактных генераторах - при заданной мощности Р₁, приходящейся на один транзистор) и определенном напряжении коллекторного питания, а в ряде случаев - при заданном нагрузочном сопротивлении R_эк.

Расчет коллекторной цепи транзистора необходимо вести с учетом возможности рассогласования нагрузки. Для оконечного каскада передатчика нагрузкой является фильтр гармоник, построенный на ПАВ. Нагрузкой предоконечного является входное сопротивление оконечного каскада.

Входное сопротивление фильтра ПАВ в диапазоне рабочих частот может отличаться от номинального R_н.ном= R_к. Область возможных отклонений ?Z_н относительно R_н.ном определяется допустимым коэффициентом бегущей волны в нагрузке КБВ_н (или коэффициентом стоячей волны КСВ_н=1/ КБВ_н). К оконечному каскаду фильтр ПАВ подключается через согласующие цепи передатчика, которые проектируются на заданный КБВ_ф в рабочей полосе частот. Для оценки результирующего рассогласования, создаваемого этими последовательно включенными цепями, нагруженными на комплексное сопротивление Z_н, надо в диапазоне рабочих частот f_н…f_в рассчитать результирующее входное сопротивление Z_вх, а затем оценить минимальный КБВ_вх на входе как наибольшее отклонение Р?Z_вхР входного сопротивления Z_вх относительно номинального сопротивления R_вх.ном, равного R_эк для транзисторов оконечного каскада. Поскольку расчет Z_вх оказывается очень трудоемким, ограничиваются приближенной оценкой КБВ_{вх min} Значение КБВ_{вх min} в оконечных каскадах не должно быть ниже 0,5…0,6; а в предоконечном и предварительных каскадах допустимое снижение КБВ_{вх min} до 0,2…0,5.

Принципиальная схема этого каскада представлена на рисунке 4.1

В качестве усилительного элемента используем биполярный транзистор 2Т941А.

Исходные данные для расчета:

r_нас=0,6 Ом

r_б=0,9 Ом

r_э=0,8 Ом

h₂₁= 20

C_к= 5 пФ

C_э= 14 пФ

L_э=1,2 нГн

L_б=1,8 нГн

U_кб=30 В

U_кэ=30 В

E_бэ=3 В

E_п=5 В

I_к0доп(I_{к max доп})=1А

P_1ном=1 Вт

Для получения заданной мощности используем два транзистора 2Т941А, включенные параллельно в классе В, по схеме с общим эммитером. Принципиальная схема каскада показана на рисунке 4.1



Рисунок 4.1 - Принципиальная схема оконечного каскада УМ

1. Амплитуда первой гармоники напряжения U_К1 на коллекторе

(4.1)

где напряжение коллекторного питания Е_К=5В.

При полном использовании транзистора по напряжению (U_Кmax ?U_{к доп}) из условия

Е_К= U_{к доп}- U_К1max= U_{к доп}-(1,2…1,3) U_Кгр,

где коэффициент 1,2…1,3 учитывает увеличение U_К1 при переходе в перенапряженный режим, и принимая U_Кгр=(0,7…0,9)Е_к, определяем

ЕК?(0,45…0,54) Uк доп , (4.2)



5 ? 0,45*30

5 В < 13,5 В

2. Максимальное напряжение на коллекторе не должно превышать допустимого:

U_Кmax= Е_К+ (1,2…1,3) U_К1гр? U_{к доп}, (4.3)

U_Кmax=5+1,2•4,462=10,354 В

10,354 В<30 В

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

(4.4)

4. Постоянная составляющая коллекторного тока:

(4.5)

0,287 А

5. Максимальный коллекторный ток:

(4.6)

0,897 А < 1 А

6. Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного питания:

(4.7)

7. Коэффициент полезного действия коллекторной цепи при номинальной нагрузке:

(4.8)

8. Максимальная рассеиваемая мощность на коллекторе транзистора:

(4.9)

9. Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки (в двухтактных генераторах для транзистора в одном из плеч):

, (4.10)

Расчет входной цепи транзистора:

Приводимая ниже методика расчета входной цепи для схем с ОЭ справедлива на частотах до (0,5…0,8)f_т. Если рабочая частота оказывается выше, то следует брать более высокочастотный транзистор. Для транзисторов СВЧ (f?500…1000МГц) существенную роль играют LC-элементы, образующиеся между кристаллом и корпусом транзистора. Это относится и к более низкочастотным транзисторам, внутри корпуса которых встроены согласующе-трансформирующие LC-цепи.

При расчете входной цепи транзистора с ОЭ предполагается, что между базовым и эмиттерным выводами транзистора по ВЧ включен резистор R_доп, сопротивление которого

(4.11)

1. Амплитуда тока базы

(4.12)

где ч=1+г₁(и)*2р*f_Т*C_К*R_ЭК ,

,

2. Напряжение смещения на эммитерном переходе

(4.13)

Если РЕ_БР? , ?? ????? ????????? ????????????? R_доп по сравнению с (4.11).

Напряжение Е_отс принимают равным 0,5…0,7В - для кремниевых.

0,65В < 3В

3. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе

(4.14)

4. Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов

(4.15)

5. В эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора на рисунке 4.2 L_вхОЭ, r_вхОЭ, R_вхОЭ и С_вхОЭ находятся по формулам

Рисунок 4.2 - Эквивалентная схема входной цепи транзистора



(4.16)

(4.16а)

6.Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора Z_вх=r_вх+jx_вх:

(4.16в)



7. Входная мощность

(4.17)

8. Коэффициент усиления по мощности транзистора

(4.18)

Полученный коэффициент усиления больше предусмотренного в расчете структурной схемы усилителя мощности.

4.2 Расчет режима предварительного каскада

Схема предоконечного каскада аналогична схеме оконечного каскада. В качестве усилительного элемента в предоконечном каскаде используется биполярный транзистор типа: 2Т941А.

Исходные данные для расчета:

r_нас=0,6 Ом

r_б=0,9 Ом

r_э=0,8 Ом

h₂₁= 20

C_к= 5 пФ

C_э= 14 пФ

L_э=1,2 нГн

L_б=1,8 нГн

U_кб=30 В

U_кэ=30 В

E_бэ=3 В

E_п=5 В

I_к0доп(I_{к max доп})=1А

P_1ном=4 Вт

Мощность предварительного каскада рассчитывается, как

Р_{пред.каскада}=Р_{вых.каскада}/К_Р, (4.19)

где К_Р - коэффициент усиления по мощности выходного каскада.

Р_{пред.каскада}=2/6,45=0,31Вт.

Расчет предоконечного каскада аналогичен расчету выходного каскада. В результате расчета получим:

Коллекторная цепь транзистора:

U_К1гр=4,85В

U_Кmax=10,4В

I_К1=0,13А

I_К0=0,0832А

I_Кmax=0,26А

Р_0max=0,416Вт

з=77,5%

Р_Кmax=0,197Вт

R_эк.ном=38Ом

Входная цепь транзистора:

R_доп=2,4Ом

I_Б=0,143А

Е_Б=0,719В

U_БЭmax=0,641В

I_Б0=4,16 мА

I_Э0=0,08736А

L_вхОЭ=2,43нГн

r_вхОЭ=3,965Ом

R_вхОЭ=2,354Ом

С_вхОЭ=0,902нФ

r_вх=0,177Ом

х_вх=2,422Ом

Р_вх=0,040Вт

К_р=7,75

4.3 Расчет согласующих цепей

Для согласования каскадов между собой, выходной цепи оконечного каскада УМ с выходным фильтром, входной цепи предоконечного каскада с модулятором используются согласующие и трансформирующие цепи.

Узкодиапазонные трансформирующие цепи с коэффициентом перекрытия по частоте К_f не более 1,1…1,2 выполняют на основе простейших согласующих Г-, Т-, и П-цепочек в виде ФНЧ, когда в продольных ветвях включают индуктивности, а в поперечных емкости. При этом, во-первых, обеспечивается более высокая фильтрация высших гармоник, во-вторых, выходные емкости и индуктивности выводов транзисторов сравнительно просто включаются в соответствующие реактивные элементы трансформирующих цепочек или образуют отдельные согласующие звенья, и, в-третьих, при таком построении L- и С-элементы достаточно просто реализуются в виде сосредоточенных элементов на частотах приблизительно до 15ГГц, так и в виде распределенных элементов на основе отрезков полосковых линий на частотах от 100…300МГц. Согласующие Т- и П-цепочки строят путем последовательного соединения двух Г-цепочек. В нашем случае будем применять ФНЧ - трансформаторы, которые так же, как Г-, Т-, и П-цепочки обеспечивают трансформацию произвольных резистивных сопротивлений, но в заданной полосе частот f_Н… f_В. На рисунке 4.3 приведены две схемы ФНЧ - трансформаторов, состоящие из m/2 последовательно включенных Г-цепочек, нагруженных на сопротивление R₂=R_н.ном. Каждая Г-цепочка выполняется в виде двухэлементного ФНЧ и содержит продольную индуктивность и параллельную емкость.

Рисунок 4.3- ФНЧ - трансформаторы

При таком построении обеспечивается существенно большая фильтрация на частотах выше f_В и, кроме того, его LC-элементы проще реализуются на полосковых линиях. ФНЧ - трансформатор по структуре совпадает с обычным ФНЧ, но в отличие от последнего у него нижняя граничная частота полосы пропускания начинается не от нуля, а от f_Н>0. В схеме, приведенной на рисунке 4.3,а, R_вх.ном > R_н.ном; в схеме рисунка 4.3,б R_вх.ном< R_н.ном.

4.3.1 Расчет трансформирующих цепей выходного каскада

Исходные данные для расчета ФНЧ - трансформатора: граничные частоты f_Н и f_В, номинальное сопротивление нагрузки R_н.ном и входное сопротивление ФНЧ - трансформатора R_вх.ном; допустимый КБВ_ф.

а) R_вх.ном=50 Ом

R_н.ном=9,955 Ом

1. Определяем r как отношение большего к меньшему из двух заданных сопротивлений: R_вх.ном и R_н.ном.

(4.20)

2. Рассчитываем коэффициент перекрытия по частоте К_f= f_В/ f_Н.

,

3. Находим параметр

(4.21)

4. Рассчитываем число реактивных элементов

(4.22)

5. В соответствии с полученным m уточняем д:

6. Определяем и , (4.23)

7. Рассчитываем коэффициенты б₁, б₂,…, б_m при m=2

(4.24)

где

, , ;

a=4, b=4,c=1 - при равноколебательной АЧХ.

8. Определяем величины LC-элементов:

Так как R_вх.ном> R_н.ном, то выбираем схему 4.3,а

(4.25)

Остальные цепи рассчитываются по аналогичной методике. Результаты расчетов сведены в таблицу 4.1

Таблица 4.1-Результаты расчетов согласующих цепей

Rвх.ном=4 Ом Rн.ном=50 Ом
Rвх.ном=50 Ом Rн.ном=38 Ом
Rвх.ном=2,35 Ом Rн.ном=50 Ом



Глава 5. Расчет выходного фильтра

Выделение полосы частот передаваемой УМ в антенну осуществляется полосовым фильтром. Особенностью построения фильтров применяемых в мобильных абонентских аппаратах является то, они строятся с использованием поверхностных акустических волн (ПАВ).

Фильтр на ПАВ имеет на пьезоэлектрической подложке два встречно-штыревых преобразователя (ВШП), один из которых - входной, преобразует приложенный электрический сигнал в ПАВ, а второй - выходной, осуществляет обратное преобразование [14].

На входной ВШП, имеющий N электродов, поступает акустический сигнал S(t). При прохождении ПАВ под i-ым электродом на электроде из-за пьезоэффекта наводится заряд, пропорциональный S(t).

На шинах, соединяющих электроды ВШП, наводимые заряды суммируются и электрический сигнал на выходе имеет вид:

(5.1)

где S_i(t) - сигнал, принимаемый на i-ом элементе;

A_i - коэффициент, зависящий от материала подложки, геометрии электродов и так далее.

Таким образом, выходной сигнал есть линейная комбинация входного сигнала, взятого в различные моменты времени с различными весовыми коэффициентами, то есть фильтры на ПАВ относятся к классу трансверсальных фильтров. На рисунке. 5.1 схематически представлена структура трансверсального фильтра.



Рисунок 5.1 - Схема трансверсального фильтра

Поступающий на вход фильтра сигнал рассматривается как распространяющаяся волна. Фильтрация производится по мере прохождения сигнала через линию задержки и сложения соответствующих задержанных сигналов. При определенных условиях все сигналы складываются синфазно (полоса пропускания) или противофазно (полоса заграждения).

Если на вход ВШП фильтра подать нулевой импульс электрического напряжения, то возмущение распространяющееся к выходному преобразователю имеет вид:

(5.2)

где N1 - число электродов преобразователя;

А1_i - «веса» электродов;

х_i - координаты электродов;

х - скорость поверхностной акустической волны.

При прохождении возмущения под выходным ВШП, на нем будет получен сигнал:

(5.3)

АЧХ фильтра на ПАВ:

(5.4)

Фильтр, имеющий однородный ВШП, у которого веса электродов равны между собой по абсолютному значению:

(5.5)

Фильтр, имеющий однородные ВШП, у которых веса электродов равны между собой по абсолютному значению, но имеют чередующие знаки, обладает частотной характеристикой, описываемой выражением:

(5.6)

Для получения АЧХ требуемой формы используют весовую обработку электродов. Наиболее очевидным является внешнее взвешивание, когда с помощью внешних шунтов между парами соседних электродов задаются разности потенциалов пропорциональные амплитуде элемента импульсного отклика. Однако физическая реализация ВШП такого типа крайне сложна.

Другой способ - изменение ширины электрода и межэлектронного расстояния, что приводит к изменению градиента электрического поля. Использованию данного метода препятствует технология фотолитографии. И третий способ - это изменение степени перекрытия электродов - аподизация (рисунок 5.2). Данный способ очень технологичен и широко применяется в практических разработках.

Фильтр на ПАВ конструктивно представляет собой два встречно-штыревых преобразователя (ВШП), размещенных на поверхности пьезоэлектрической подложки (рисунок 5.2).

Рисунок 5.2

Входной ВШП преобразует вследствие пьезоэлектрического эффекта приложенный электрический сигнал в поверхностные акустические волны, выходной ВШП осуществляет обратное преобразование.

Передающий ВШП состоит из N+1 штырей, расположенных с шагом d=л/2=х/2f₀, равным половине длины акустической волны на центральной частоте фильтра f₀ (здесь х - скорость акустической волны в подложке, смотри таблицу 5.2). Центр n-го штыря расположен в точке x_n=nd (n=0,1…N). Ширина каждого штыря l=d/2. Общая длина передающего ВШП L=Nd.

Степень перекрытия соседних штырей определяется величиной w_n, максимальное перекрытие штырей равно W₀ (смотри рисунок 5.2).

Геометрия ВШП определяет амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) фильтра. Если передающий ВШП состоит из равных по длине штырей (w_n=W₀), расположенных на одинаковых расстояниях друг от друга, то амплитудно-частотная характеристика фильтра будет иметь вид sinx/x. Для формирования требуемой АЧХ применяют ВШП с переменной величиной w_n, такие фильтры называют аподизованными. Закон аподизации и АЧХ связаны преобразованием Фурье, также как импульсная характеристика цепи и АЧХ. Например, если перекрытие штырей передающего ВШП выполнить по закону sinx/x, то АЧХ фильтра будет близкой к прямоугольной форме.

Фильтры на ПАВ относятся к классу трансверсальных, неминимально-фазовых, поэтому они могут иметь произвольную АЧХ при достаточно линейной фазочастотной характеристике ц(щ)= -щф_з.

Для расчетов в качестве фильтра-прототипа берется идеальный полосовой фильтр с центральной частотой f₀ и заданной полосой пропускания П (рисунок 5.3).

Рисунок 5.3 Рисунок 5.4

В соответствии с преобразованием Фурье огибающая импульсной характеристики такого фильтра (рисунок 5.4) бесконечна во времени и требует бесконечного числа электродов N. Для реализации фильтра число штырей N ограничивают, что вызывает нежелательные пульсации АЧХ (явление Гиббса). Один из методов уменьшения осцилляций - использование сравнительно гладкой функции окна; известны несколько функций: Чебышева, Кайзера, Хемминга [13]. Наиболее часто используют функцию Хемминга, имеющую вид:



(5.7)

где k, m - параметры функций, обычно принимают k=0.54, m=1;

L - общая длинна ВШП.

Таким образом, степень перекрытия соседних электродов (аподизация) будет определяться по формуле:

(5.8)

Перекрытие n-го электрода W_n пропорционально значению огибающей импульсной характеристики НЧ-прототипа в моменты времени:

(5.9)

Максимальное перекрытие штырей W₀ выбирается из условия:

(5.10)

Число штырей, его ширина, координата расположения и общая длина ВШП определяются соотношениями:

(5.11)



где Т_max - длительность реализуемого импульсного отклика.

(5.12)

(5.13)

где n=1, 2, 3,….

(5.14)

Значение Т_max определяет крутизну спада АЧХ фильтра. Поэтому для обоснованного выбора Т_max следует рассчитать фактическую частотную характеристику ВШП с учетом усиления импульсной характеристики Н(t).

Полагая, что каждый штырь заменен источником акустической волны в виде д-функции, расположенным в центре штыря, частотная характеристика будет иметь вид:

(5.15)

Для согласования фильтра с ПАВ с внешними электрическими штырями необходимо знать входную проводимость ВШП, электрическая эквивалентная схема ВШП приведена на рисунке 5.5

(5.16)



Рисунок 5.5 - Электрическая эквивалентная схема ВШП.

Активная составляющая проводимости ВШП с аподизацией на центральной частоте равна:

(5.17)

Суммарная емкость электродов:

(5.18)

Значения погонной емкости электродов С₀ коэффициента электромеханической связи k, и скорости акустической волны в подложке х приведены в таблице 5.1.

Таблица 5.1 - Свойства пьезоэлектрических подложек

Материал подложки	х, м/с	k, %	С0, пФ/м
Кварц	3159	0,23	-
Кварц НС	3209	0,25	-
Кварц ST	3157	0,16	0,026
Ниобат лития	3488	4,5	0,270
Танталат лития	3230	0,74	-
Германат висмута	1681	0,85	-



Исходные данные для расчета:

Диапазон частот приема f=410…430 МГц.

Полоса пропускания на уровне -3 дБ П=20 МГц.

Уровень боковых лепестков АЧХ не более -60 дБ.

Коэффициент прямоугольности по уровням -3 дБ и -60 дБ К_П=2.

Входное сопротивление УРЧ R_вх=10 Ом (из расчета ОК УМ).

Волновое сопротивление тракта СВЧ с₀=50 Ом.

Расчет

1. В качестве фильтра-прототипа берется идеальный полосовой фильтр с центральной частотой МГц и полосой П=20 МГц (рисунок 3.2).

Центральная частота фильтра определяет временной интервал дискретизации, из (5.9) следует при n=1:

Электроды ВШП распределены с шагом d, который определяется как:

(5.19)

Для обеспечения симметричной структуры ВШП относительно среднего электрода примем Т_max=2t_З.

Снижение уровня боковых лепестков АЧХ обеспечим использованием аподизации ВШП по Хеммингу, а также выбором интервала Т_max равного 12 интервалам лепестков импульсной характеристики. На рисунке 5.6 построен график функции Н(t) при:

(5.20)

Рисунок 5.6 - Импульсная характеристика передающего ВШП.

Число штырей передающего ВШП, ширину электрода и длину ВШП определим по формулам (5.11), (5.12), (5.14):

Максимальное перекрытие штырей равняется:

В результате расчетов получены следующие данные для передающего ВШП:

- Входная проводимость

- Входная емкость

В качестве передающего преобразователя использован неаподизированный ВШП, со следующими параметрами:

- Выходная проводимость

- Выходная емкость

- Число штырей 32

- Полоса пропускания 70 МГц



Глава 6. Разработка принципиальной схемы абонентского приемопередатчика

Принципиальная схема передатчика приведена в приложении А.

Принципиальная схема содержит: микросхему, которая выполняет функцию модулятора, двухкаскадный УМ, выходной фильтр на ПАВ, антенное развязывающее устройство.

УМ выполнен на параллельно включенных транзисторах КТ941А включенных по схеме с ОЭ. Предварительный усилитель мощности выполнен на транзисторах VT1 и VT2, на транзисторах VT3 и VT4 - выходной каскад усилителя мощности.

В качестве модулятора в данной разработке применяется микросхема CMX981, которая содержит модулятор р/4-DQPSK с цифровым фильтром, ЦАП и АЦП, демодулятор, усилитель.

Сигнал от модулятора подается на транзисторы VT1 и VT2 параллельно. Для согласования выхода модулятора со входом транзисторов используются согласующие цепи (L1, С7, L2, C8 и L2, С9, L3, C10). Сопротивления R2 и R3 используются для выравнивания входных сопротивлений. Питание на транзисторы VT1 и VT2 подается от источника питания через индуктивность L7,емкость С13.

Далее сигнал от первого усилительного каскада поступает на второй усилительный каскад через согласующие цепи С15, L9 и C16, L10, так как выход транзисторов VT1 и VT2 следует согласовать со стандартным сопротивлением 50 Ом. Как и в предварительном усилителе R8 и R9 используются для выравнивания входных сопротивлений, L16 - для питания транзисторов VT3 и VT4, С 25- для того, чтобы не пропустить постоянную составляющую.

От выходного каскада усилителя мощности сигнал поступает на фильтр. В данной разработке используется фильтр на ПАВ, пропускающий заданную полосу частот и подавляющий внеполосные излучения.

После фильтра сигнал подается в антенное развязывающее устройство, которое обеспечивает совместную работу передатчика и приемника в дуплексном режиме. В качестве антенного развязывающего устройства в данной разработке используется СВЧ - ключ CSY10. Антенные СВЧ - ключи или переключатели являются устройствами, коммутирующими антенну либо на вход приемника, либо на выход передатчика.



Глава 7. Безопасность жизнедеятельности

7.1 Наличие опасных и вредных факторов

Внедрение ЭВМ имеет как положительные, так и отрицательные моменты. С одной стороны, это обеспечение более высокой эффективности производства за счет совершенствования технологического процесса и повышение производительности труда, а с другой - увеличение нагрузки на работающих в связи с интенсификацией производственной деятельности и специфическими условиями труда. В соответствии с СанПиН: 2.2.2.542-96 "Гигиенические требования к ВДТ и ПЭВМ. Организация работы" все вредности, возникающие при работе ВДТ и ПЭВМ, можно разделить на три группы:

1. Параметры рабочего места и рабочей зоны.

2. Визуальные факторы (яркость, контрастность, мерцание изображения, блики).

3. Излучения (рентгеновское, электромагнитное излучение ВЧ и СВЧ диапазона, гамма-излучение, электростатические поля).

Условия труда работающих с ЭВМ характеризуются возможностью воздействия на них следующих производственных факторов: шума, тепловыделений, вредных веществ, статического электричества, ионизирующих и неионизирующих излучений, недостаточной освещенности, параметров технологического оборудования и рабочего места.

ПЭВМ являются источниками широкополосных электромагнитных излучений:

a) мягкого рентгеновского;

b) ультрафиолетового 200-400 нм;

c) видимого 400-750 нм;