Рисунок 2.11 - фликкер-шум усилителя, не имеющего технологии нулевого дрейфа.

Из рисунка 2.18 видно, что фликкер-шум особенно сильно проявляется на частотах до 1 кГц. После 1 кГц уже доминирует белый шум, спектральная плотность которого равномерно распределена на всей полосе частот. На частоте 50 Гц, фликкер-шум может достигать величины 30 нВvГц. Это достаточно большая величина. Однако, если использовать ОУ с технологией нулевого дрейфа, фликкер шум будет иметь малые значения, по сравнению, например с тепловым шумом. На рисунке 2.12 показано распределение фликкер-шума с использованием ОУ с технологией нулевого дрейфа:



Рисунок 2.12 - фликкер-шум усилителя с технологией нулевого дрефа.

Из рисунка видно, что значение фликкер-шума на частоте 50 Гц равно 6 нВvГц, что сравнимо со значением спектральной плотностью шумов по напряжению ОУ ADA4528-2. Фликкер-шум ОУ ADA4528-2 равен 6 нВvГц.

Импульсный шум, как и фликкер-шум, порожден несовершенством полупроводников. Скважность импульсов может варьироваться в широких пределах, но амплитуда остается постоянной. Уменьшение импульсного шума достигается за счет улучшения технологического процесса. Его в расчёт принимать не будем.

Шум лавинного пробоя проявляется, когда к p-n переходу прикладывается обратное напряжение, поэтому он наиболее велик при использовании стабилитронов. Наилучшим решением этой проблемы является проектирование схемы, исключающей стабилитроны. В разрабатываемом блоке гироскопа стабилитроны отсутствуют. Поэтому шум лавинного пробоя тоже не принимаем в расчёт.

При расчёте шумов схемы, будем полагать, что корреляция различных видов шумов отсутствует. В этом случае, шумы складываются по правилу суммирования случайных величин:

. (2.28)

Где, E_? - суммарный шум схемы, а шумы компонентов схемы.

Суммарный шум схемы состоит из шумов ОУ, теплого шума резисторов, дробового шума ОУ и фликкер-шума ОУ.

Шумы ОУ складываются из шума входного напряжения ОУ, шума входного тока усилителя и теплового шума резисторов на входе. Значения шума напряжения и тока ОУ указаны в техническом описании ОУ. Значение теплового шума резисторов рассчитано выше. Для выбранного ОУ ADA4528-2, шум тока и напряжения равны соответственно: i_sh - 0,5 пАvГц и e_sh - 5,9 нВvГц. Шум ОУ равен:

. (2.29)

По результатам расчёта формулы (2.28), значение шума ОУ ADA4528-2, приведенного ко входу, равно 6,9 нВ.

Суммарный шум схемы будет равен:

(2.30)

По расчётам формулы (2.29), суммарный шум схемы равен 14,6 нВ. Среднеквадратичный шум схемы для полосы 50 Гц будет равен 102,2 нВ. Суммарный шум схемы ФНЧ на порядок ниже выходного шума гироскопа.

Можно сделать вывод, что ОУ ADA4528-2 удовлетворяет всем требованиям ТЗ. Его собственные шумы и тепловые шумы резисторов не будут влиять на работу блока.

2.2.8 Выбор элементной базы ФНЧ

Определившись с номиналами элементов, можно переходить к их конкретному выбору исходя из требований к точности, мощности, напряжению и т.д.

Для резисторов нужно посчитать их мощности рассеивания, т.к. неправильно выбранная мощность резистора может привести к выводу его из строя.

Мощность рассеивания резистора при известном сопротивлении и напряжении, рассчитывается по формуле:

. (2.31)

Где, P - рассеиваемая мощность резистора, Вт.

R - сопротивление резистора, Ом.

U - напряжение, приложенное к резистору.

Максимальное напряжение на резисторе равно максимальному выходному напряжению сигнала и равно 6,13 В. При сопротивлении 1370 Ом, расчётная рассеиваемая мощность резистора равна 0,026 Вт.

Резисторы выберем марки Susumu, тепловой расчёт которых был проведен ранее. Это точные чип-резисторы в корпусе 0805(2012 в метрической системе) со сверхмалым температурным дрейфом и допуском в 0,02% (ряд Е192). Такая величина допуска обеспечивает отклонение от сопротивления в обе стороны всего на 0,27 Ом.

Выбор резистора основан на минимально возможном конструктивном исполнении при требуемых параметрах.

Параметры резисторов, входящих в состав ФНЧ, сведены в таблицу 2.4.

Таблица 2.4 - резисторы, входящие в состав ФНЧ.

Компонент	R1, R3	R2
Марка	Susumu Co LTD RG2012N-1371-P-T1	Susumu Co LTD RG2012N-331-P-T1
Номинал, Ом	1370	330
Допуск, %	±0,02	±0,02
Мощность, Вт	0,125	0,125
Типоразмер (SMD)	0805(2012 м)	0805(2012 м)

Для конденсаторов, помимо его емкости, нужно определится с таким важным параметром, как его номинальное напряжение. Номинальное напряжение конденсатора -- это значение напряжения, при котором конденсатор может работать в заданных условиях в течение срока службы с сохранением параметров в допустимых пределах. Номинальное напряжение зависит от конструкции конденсатора и свойств применяемых материалов. При эксплуатации напряжение на конденсаторе не должно превышать номинального.

Для многих типов конденсаторов с увеличением температуры допустимое напряжение снижается, что связано с увеличением тепловой скорости движения носителей заряда и, соответственно, снижению требований для образования электрического пробоя. Поэтому номинальное напряжение конденсатора надо выбирать с запасом, на случай внезапных скачков напряжения, или резкого повышения температуры [27].

Максимальное напряжение, проходящее через конденсатор равно максимальному выходному напряжению гироскопа и равно 6,13 В.

Конденсаторы возьмем марки Murata из ряда Е12 на 25 В. Это точные ЧИП конденсаторы с отклонением в 10% и температурным коэффициентом емкости (ТКЕ), ±15%. Конструктивное исполнение - 0805 (2012 в метрической системе).

Параметры конденсаторов ФНЧ, сведены в таблицу 2.5.

Таблица 2.5 - конденсаторы, входящие в состав ФНЧ.

Компонент	C1	C2
Марка	GRM21BR61C106KE15L	GRM21BR71C225KA12L
Емкость, мкФ	10	2,2
Допуск, %	±10	±10
Напряжение, В	16	16
ТКЕ	±15	±15
Типоразмер (SMD)	0805(2012 м)	0805(2012 м)
Рабочая температура, °С	от -55 до +85	от -55 до +125

2.3 Расчёт АЦП

2.3.1 Виды АЦП

Основные способы построения электронных АЦП [28]:

- АЦП прямого преобразования;

- АЦП последовательного приближения;

- АЦП дифференциального кодирования;

- АЦП сравнения с пилообразным сигналом;

- Сигма-дельта-АЦП (АЦП с балансировкой заряда).

АЦП прямого преобразования делятся на последовательные АЦП, параллельные АЦП и параллельно-последовательные АЦП. Все они характеризуются очень высоким быстродействием, но имеют ограничение по разрядности из-за технологической сложности изготовления. Обычно разрядность таких АЦП не превышает 8 бит. По ТЗ, разрядность АЦП должна быть не менее 18 бит. Следовательно, дальше АЦП прямого преобразования в качестве АЦП для разрабатываемого устройства, рассматриваться не будут.

АЦП последовательного приближения характеризуются высокой скоростью и большим разрешением, однако не имеют в своем составе устройства выборки хранения, что ведет за собой большие погрешности. Следовательно, АЦП последовательного приближения рассматриваться не будут.

АЦП дифференциального кодирования содержат реверсивный счётчик, код с которого поступает на вспомогательный цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП). Входной сигнал и сигнал со вспомогательного ЦАП сравниваются на компараторе. Благодаря отрицательной обратной связи с компаратора на счётчик код на счётчике постоянно меняется так, чтобы сигнал со вспомогательного ЦАП как можно меньше отличался от входного сигнала. По прошествии некоторого времени разница сигналов становится меньше, чем младший значащий разряд, при этом код счётчика считывается как выходной цифровой сигнал АЦП. АЦП этого типа имеют очень большой диапазон входного сигнала и высокое разрешение, но время преобразования зависит от входного сигнала. АЦП дифференциального кодирования обычно являются хорошим выбором для оцифровки сигналов реального мира, так как большинство сигналов в физических системах не склонны к скачкообразным изменениям. Однако в нашем случае, сигнал гироскопа может меняться скачками.

АЦП сравнения с пилообразным сигналом является наиболее простым

по структуре и содержит минимальное число элементов. Вместе с тем простейшие АЦП этого типа обладают довольно низкой точностью и чувствительны к температуре и другим внешним параметрам. Такой вид АЦП нам точно не подходит.

Дельта-сигма АЦП отличаются тем, что производит аналого-цифровое преобразование с частотой дискретизации, во много раз превышающей требуемую и путём фильтрации оставляет в сигнале только нужную спектральную полосу. Это позволяет улучшить отношение сигнал/шум. Таким образом можно достичь эффективного разрешения большего, чем разрядность АЦП [29].

На рисунке 2.13 изображена структурная схема дельта-сигма АЦП.

Рисунок 2.13 - Структурная схема дельта-сигма АЦП первого порядка.

Принцип действия данного АЦП несколько более сложен, чем у других типов АЦП. Его суть в том, что входное напряжение сравнивается со значением напряжения, накопленным интегратором. На вход интегратора подаются импульсы положительной или отрицательной полярности, в зависимости от результата сравнения. Таким образом, данный АЦП представляет собой простую следящую систему: напряжение на выходе интегратора «отслеживает» входное напряжение (рисунок 2.14). Результатом работы данной схемы является поток нулей и единиц на выходе компаратора, который затем пропускается через цифровой ФНЧ, в результате получается N-битный результат. Цифровой ФНЧ, изображенный на рисунке 2.13, объединен с «дециматором», устройством, снижающим частоту следования отсчетов путём их «прореживания».



Рисунок 2.14 - Сигма-дельта АЦП как следящая система.

На рисунке 2.15 изображена диаграмма сигналов сигма-дельта АЦП при нулевом уровне на входе и при уровне половины опорного напряжения.

Рисунок 2.15 - Сигналы в сигма-дельта АЦП при разных уровнях сигнала на входе.

Еще одной отличительной особенностью сигма-дельта АЦП является его очень низкий уровень собственных шумов.

На рисунке 2.16 изображена структурная схема сигма-дельта модулятора.

Рисунок 2.16 - Структурная схема сигма-дельта модулятора.

Здесь компаратор представлен как сумматор, который суммирует непрерывный полезный сигнал и шум квантования. Пусть интегратор имеет передаточную функцию 1/s. Тогда, представив полезный сигнал как X(s), выход сигма-дельта модулятора как Y(s), а шум квантования как E(s), получаем передаточную функцию АЦП:Y(s) = X(s)/(s+1) + E(s)s/(s+1)То есть, фактически сигма-дельта модулятор является фильтром низких частот (1/(s+1)) для полезного сигнала, и фильтром высоких частот (s/(s+1)) для шума, причем оба фильтра имеют одинаковую частоту среза. Шум, сосредоточенный в высокочастотной области спектра, легко удаляется цифровым ФНЧ, который стоит после модулятора.

На рисунке 2.17 изображен график «вытеснения» шума в высокочастотную часть спектра.

Рисунок 2.17 - Вытеснение шума в высокочастотную часть спектра.

Из сказанного выше, можно сделать вывод, что основным достоинством сигма-дельта АЦП является высокая точность, обусловленная крайне низким уровнем собственного шума. Однако для достижения высокой точности нужно, чтобы частота среза цифрового фильтра была как можно ниже, во много раз меньше частоты работы сигма-дельта модулятора. Поэтому сигма-дельта АЦП имеют низкую скорость преобразования. По ТЗ, скорость преобразования АЦП должна быть не менее 7 кГц, что является достаточно малой частотой.

Из написанного выше, можно сделать вывод, что в качестве АЦП для разрабатываемого устройства предпочтительно использовать АЦП сигма-дельта типа.

На рисунке 2.18 изображен сравнительный график зависимости быстродействия и точности различных типов АЦП.

Рисунок 2.18 - Быстродействие и точность различных типов АЦП.

Разобравшись в типах АЦП, перейдем непосредственно к практическому применению для нашего устройства и определению необходимых требований к АЦП.

2.3.2 Требования к АЦП

Сначала определим минимальную разрядность АЦП.

Динамический диапазон (SNR) - разница между максимальным и минимальным сигналами, которые может измерить преобразователь [30]. В качестве максимального сигнала принимается максимальный выходной сигнал гироскопа. В качестве минимально различимого сигнала берется среднеквадратичное напряжение шума на входе АЦП в отсутствие сигнала. Важно понимать, что динамический диапазон - величина, относящаяся к какой-либо частотной полосе. В нашем случае, динамический диапазон сигнала, приведенного ко входу АЦП для полосы 50 Гц равен 93,5 дБ.

Отношение максимального входного напряжения АЦП к минимальному равно 47519. Следовательно, АЦП должен иметь разрешение, обеспечивающие количество уровней квантования, равное отношению напряжений на входе АЦП. Однако, разрешение и точность - параметры, которые часто путают, когда речь идет о производительности АЦП. Разрешение - это количество разрядов, используемых при оцифровке входного сигнала. Например, 18-разрядный АЦП разбивает шкалу на 262144 позиций выходного кода. Минимальный сигнал, который устройство может измерить, равен 1 разряду (МЗР - младший значащий разряд) или 1/262144 доле напряжения. В нашем случае младший значащий разряд равен 23 мкВ.

Точность АЦП характеризует, насколько близко фактический выходной код совпадает с теоретическим для данного входного аналогового сигнала. Другими словами, это количество разрядов выходного кода, которые несут полезную информацию о входном сигнале. Точность АЦП может оказаться намного ниже, чем разрешение, из-за внутренних и внешних источников шума. Динамический диапазон АЦП должен соответствовать максимальной амплитуде преобразуемого сигнала, чтобы точность преобразования была наибольшей.

Таким образом, нельзя выбирать разрядность АЦП исходя из минимального количества уровней квантования, т.к. какое-то количество разрядов будет неточно преобразовывать сигнал.

Для того, что бы минимизировать потерю точности, важно согласовать динамический диапазон АЦП и максимальную амплитуду сигнала.

По ТЗ, минимальная разрядность должна быть не меньше 18, однако, исходя из вышеописанного, для достижения наибольшей точности преобразования следует выбирать максимальную разрядность АЦП.

Другое важное требование к АЦП - частота дискретизации. Согласно ТЗ, частота дискретизации должна быть не меньше 7 кГц, что намного превышает частоту сигнала гироскопа. Такая частота преобразования АЦП выбрана для того, что бы получить эффект, названный передискретизацией. Как правило, сигналы оцифровываются с минимально необходимой частотой дискретизации из соображений экономии, при этом шум квантования является белым, то есть его спектральная плотность мощности равномерно распределена во всей полосе. Если же оцифровать сигнал с частотой дискретизации, гораздо большей, чем по теореме Котельникова-- Шеннона, а затем подвергнуть цифровой фильтрации для подавления спектра вне частотной полосы исходного сигнала, то отношение сигнал/шум, будет лучше, чем при использовании всей полосы. Таким образом можно достичь эффективного разрешения большего, чем разрядность АЦП.

Передискретизация (англ. oversampling) используется в сигма-дельта АЦП для достижения большего количества эффективных разрядов.

В мире АЦП существует компромисс между скоростью и точностью. И нам, как будущим инженерам надо его найти.

Ещё одним важным параметром АЦП является его цифровой интерфейс. Структура цифрового интерфейса определяет способ подключения АЦП к приемнику выходного кода, в нашем случае к микропроцессору, расположенному в другом блоке. Свойства цифрового интерфейса непосредственно влияют на уровень верхней границы частоты преобразования АЦП.

Рассмотрим типы интерфейсов АЦП.

В общем случае они делятся на последовательный и параллельные.

В ТЗ указано, что обмен данными между АЦП и микропроцессором должен осуществляться по интерфейсу SPI. Поэтому мы не будем подробно останавливаться на описании других интерфейсов и сразу перейдем к описанию интерфейса SPI.

SPI -- последовательный синхронный стандарт передачи данных в режиме полного дуплекса, т.е. устройство может в любой момент времени и передавать, и принимать информацию. Передача и прием ведутся устройством одновременно по двум физически разделенным каналам связи. SPI разработан компанией Motorola для обеспечения простого и недорогого сопряжения микроконтроллеров и периферии. SPI также иногда называют четырёхпроводным интерфейсом. Интерфейс SPI, наряду с I2C, относится к самым широко-используемым интерфейсам для соединения микросхем.

В отличие от стандартного последовательного порта, SPI является синхронным интерфейсом, в котором любая передача синхронизирована с общим тактовым сигналом, генерируемым ведущим устройством (процессором). Принимающая (ведомая) периферия синхронизирует получение битовой последовательности с тактовым сигналом. К одному последовательному периферийному интерфейсу ведущего устройства-микросхемы может присоединяться несколько микросхем. Ведущее устройство выбирает ведомое для передачи, активируя сигнал «выбор кристалла» на ведомой микросхеме. Периферия, не выбранная процессором, не принимает участия в передаче по SPI.

Протокол передачи по интерфейсу SPI предельно прост и, по сути, идентичен логике работы сдвигового регистра, которая заключается в выполнении операции сдвига и, соответственно, побитного ввода и вывода данных по определенным фронтам сигнала синхронизации. Установка данных при передаче и выборка при приеме всегда выполняются по противоположным фронтам синхронизации. Это необходимо для гарантирования выборки данных после надёжного их установления. Если к этому учесть, что в качестве первого фронта в цикле передачи может выступать нарастающий или падающий фронт, то всего возможно четыре варианта логики работы интерфейса SPI. Эти варианты получили название режимов SPI и описываются двумя параметрами [31]:

CPOL - исходный уровень сигнала синхронизации (если CPOL=0, то линия синхронизации до начала цикла передачи и после его окончания имеет низкий уровень (т.е. первый фронт нарастающий, а последний - падающий), иначе, если CPOL=1, - высокий (т.е. первый фронт падающий, а последний - нарастающий));

CPHA - фаза синхронизации; от этого параметра зависит, в какой последовательности выполняется установка и выборка данных (если CPHA=0, то по переднему фронту в цикле синхронизации будет выполняться выборка данных, а затем, по заднему фронту, - установка данных; если же CPHA=1, то установка данных будет выполняться по переднему фронту в цикле синхронизации, а выборка - по заднему

Ведущая и подчиненная микросхемы, работающие в различных режимах SPI, являются несовместимыми, поэтому, перед выбором подчиненных микросхем важно уточнить, какие режимы поддерживаются ведущим шины. Аппаратные модули SPI, интегрированные в микроконтроллеры, в большинстве случаев поддерживают возможность выбора любого режима SPI и, поэтому, к ним возможно подключение любых подчиненных SPI-микросхем (относится только к независимому варианту подключения). Кроме того, протокол SPI в любом из режимов легко реализуется программно.

На рисунке 2.19 изображено простейшее подключение шины SPI.



Рисунок 2.19 - Простейшее подключение SPI.

Интерфейс SPI используют четыре цифровых сигнала:

- MOSI (DO, SDO, DOUT) -- выход ведущего, вход ведомого (англ. Master Out Slave In). Служит для передачи данных от ведущего устройства ведомому.

- MISO (DI, SDI, DIN) -- вход ведущего, выход ведомого (англ. Master In Slave Out). Служит для передачи данных от ведомого устройства ведущему.

- SCLK (DCLOCK, CLK, SCK) -- последовательный тактовый сигнал (англ. Serial Clock). Служит для передачи тактового сигнала для ведомых устройств.

- CS или SS -- выбор микросхемы, выбор ведомого (англ.Chip Select, Slave Select).

В таблице 2.6 показаны режимы работы SPI.

Таблица 2.6 - Режимы работы SPI.

Режим SPI	0	1	2	3
CPOL	0	1	0	1
CPHA	0	0	1	1
Временная диаграмма первого цикла синхрониза-ции

Разобравшись с основными параметрами и характеристиками АЦП можно переходить к выбору конкретной модели АЦП.

Проведем обзор доступных АЦП от фирм Analog Devices, Texas Instruments и отечественной фирмы Восход.

Выбор АЦП осуществляться из следующих принципов: минимальный шум при требуемой частоте выборок и разрядности, печатный монтаж, напряжение питания 5 В аналоговой части и 1,8 В цифровой и выходной интерфейс SPI.

Проанализировав рынок отечественных АЦП, можно сделать вывод, что доступных для гражданского применения 18-разрядных АЦП нет.

Рассмотрим представителей фирмы Analog Devices. Выбираем АЦП из следующих соображений - разрешение не ниже 18 бит при частоте выборок не ниже 7 кГц, напряжение питания аналоговой части - не более 5 В, наличие двух каналов для дифференциального подключения гироскопа.

Проанализировав техническую информацию на АЦП фирмы Analog Devices, можно прийти к выводу, что лучшим (на данный момент) АЦП удовлетворяющим нашим требованиям является AD7738 [32].

AD7738 - высокоточный высокоскоростной внешний аналоговый интерфейс для оборудования управления производственными процессами, PLC и DCS. 16 битное разрешение без искажений аналоговых сигналов диапазона р-р при времени преобразования 117 мкс (частота опроса каналов 8,5 кГц) делает этот прибор идеальным для применения в мультиплексируемых системах с высоким разрешением. Прибор может быть сконфигурирован через простой цифровой интерфейс, позволяя сбалансировать шумовые характеристики, снижая частоту дискретизации от 15,4 кГц.

Аналоговый внешний интерфейс может быть сконфигурирован как четыре полностью дифференциальных или восемь несимметричных входов с униполярными/двухполярными динамическими диапазонами 0,625 В, 0,125 В или 2,5 В и возможностью подачи на общий вход напряжения от 200 мВ до AVDD 300 мВ. Мультиплексируемый вывод AD7738 снабжен защелкой с внешним разрешением для обеспечения возможности управляемого выбора сигнала при работе прибора.

Дифференциальный вход опорного напряжения имеет возможность определения отсутствия опорного напряжения. AD7738 поддерживает опцию калибровки отдельно каждого канала в системе.

Цифровой последовательный интерфейс может быть конфигурирован для работы в трехпроводном режиме и совместим с микроконтроллерами и DSP. Все входы интерфейса содержат триггеры Шмитта.

Прибор имеет расширенный температурный диапазон от -40°С до +105°C.

Рассмотрим АЦП фирмы Texas Instruments.

Проанализировав техническую информацию на АЦП фирмы Texas Instruments, можно прийти к выводу, что лучшим (на данный момент) АЦП, удовлетворяющим нашим требованиям является ADS1255 [33].

Последние модели семейства ADS1255 обладают значительно лучшими параметрами по сравнению с AD7738. При максимальной частоте дискретизации 30 кГц потребляемая мощность не превышает 35 мВт. Особенностью данных АЦП является использование программируемого цифрового ФНЧ, благодаря которому удается достичь чрезвычайно низкого уровня шумов и высокой эффективной разрядности. Например, при коэффициенте усиления PGA 64 и частоте дискретизации 30 кГц среднеквадратичное напряжение шумов, приведенное ко входу, составляет 1,2 мкВ, а значение эффективной разрядности равно 17. Возможна работа АЦП в режиме однократного преобразования с последующим переходом в экономичный режим Standby с энергопотреблением 0,4 мВт. Дополнительно в состав ИМС входит детектор состояния входного датчика, отключаемый входной буферный усилитель, входной мультиплексор на 2 дифференциальных входа у ADS1255, усилитель PGA и встроенный тактовый генератор, способный работать в режиме внешней синхронизации или с подключаемым к специальным выводам ИМС кварцевым резонатором. Кроме последовательного интерфейса ADS1255 имеет два ввода/вывода общего назначения (GPIO), параметры которых устанавливаются записью соответствующих управляющих битов в регистр ввода/вывода АЦП. GPIO остаются активными и в режимах Standby и Power Down и автоматически переходят в режим ввода после перехода ИМС в активный режим. Если данные выводы не используются, для экономии энергии изготовитель ИМС рекомендует установить их как линии вывода и оставить свободными или установить как линии ввода и соединить с общим проводом. Для питания цифровой части АЦП ADS1255 необходим источник напряжением от 1,8 до 3,6 В (рекомендуемое значение 3,3 В).

Сравнительные характеристики двух рассматриваемых АЦП представлены в таблице 2.7.

Таблица 2.7 - сравнительные характеристики АЦП AD7738 и ADS1255.

Наименование	AD7738	ADS1255
Разрешающая способность, бит	24	24
Частота дискретизации, кГц	15	30
Количество входных дифференциальных каналов	2	2
Интерфейс	SPI	SPI
Входное напряжение, В	5	5
Нелинейность, %	0,003	0,001
Потребляемая мощность, мВт	100	35
Среднеквадратичный шум на частоте 7 кГц, мкВ/	120	7,2
Температурный коэффициент смещения нуля, мкВ/°С	25	0,1
Отношение сигнал/шум, дБ	110	140

В результате сравнительного анализа двух АЦП, можно сделать вывод, что лучшими показателями обладает АЦП фирмы Texas Instruments ADS1255.

Определившись с микросхемой АЦП, нужно разобраться с её схемой подключения.

2.3.3 Описание ADS1255

Рассмотрим структурную схему ADS1255, изображенную на рисунке 2.20.

Рисунок 2.20 - Структурная схема ADS1255 [33].

Как видно из рисунка, входной дифференциальный сигнал гироскопа попадает на мультиплексор, входной буфер и встроенный программируемый усилитель. Затем сигнал сравнивается с опорным напряжением и проходит через цифровой фильтр. После всех преобразований с выхода АЦП поступает цифровой код.

Преобразователь состоит из дельта-сигма модулятора четвертого порядка и программируемого цифрового фильтра. Входной мультиплексор обрабатывает дифференциальные или несимметричные сигналы и включает в себя схему для проверки целостности внешнего датчика , подключенного ко входам. Входной буфер значительно увеличивает входное сопротивление и обладает низким уровнем шума и программируемым коэффициентом усиления усилитель (PGA). Программируемый фильтр позволяет получить разрешение до 23 бит без шумов на частоте 30 кГц.

На рисунке 2.21 показано расположение выводов микросхемы ADS1255.

Рисунок 2.21 - выводы микросхемы ADS1255.

Выводы AVDD и AGND предназначены для подключения питания аналоговой части. Напряжение питание аналоговой части у ADS1255 лежит в диапазоне -0,3…6 В.

Выводы VREFN и VREFP предназначены для подключения опорного напряжения отрицательной, и положительной полярности соответственно.

Опорное напряжение АЦП задает диапазон входного напряжения, в котором производится преобразование. В АЦП входное напряжение сравнивается с опорным и на основании этой разницы формируется соответствующий цифровой сигнал на выходе. Чем ближе входное напряжение сигнала к опорному, тем лучше. Это значит, что используется вся шкала разрядности АЦП.

На контакт AINCOM в нашем случае подается нулевой потенциал сигнала. Выводы AIN0 и AIN1 принимают сигнал гироскопа.

Вывод SYNC/POWER служит для синхронизации и подачи команды включения АЦП. В нашем случае команду включения задает подача напряжения питания цифровой части АЦП.

Вывод RESET служит для команды сброса, поступающей с другого блока. При удержании на входе низкого логического уровня в течении 50 нс выполняется сброс АЦП.

Выводы DVDD и DGND предназначены для подачи напряжения питания цифровой части АЦП. В случае ADS1255 напряжение питания цифровой части лежит в диапазоне -0,3…3,6 В.

Вывод XTAL1/CLKIN предназначены для подключения тактового генератора или внешний генератора частот. В нашем случае, тактирующий сигнал посылает процессорный блок.

Выводы DRDY, SCLK, DIN, DOUT и CS входят в группу выводов интерфейса SPI. Как он работает расписано выше. Единственным отличием является наличие вывода DRDY. На рисунке 2.22 изображена диаграмма времени установления рабочего режима.

Рисунок 2.22 - Восстановление данных после подачи команды синхронизации

Выводы SYNC/PDWN управляют работой преобразования. Для начала работы преобразователя нужно подать команду синхронизации, т.е. подать на SYNC/PDWN высокий уровень. Как только на выводе SYNC/PDWN появляется низкий логический уровень, с вывода DRDY на блок процессорный поступает высокий уровень и остается высоким во время преобразования. После времени установления, DRDY выдает низкий уровень, указывая, что идет поток данных.

Выводы D1 и D0/CLKOUT предназначены - это цифровые выводы общего назначения. В нашем случае на них будут подаваться сигналы готовности и исправности гироскопа. После их подачи на АЦП, сигналы поступают на процессор, расположенный на другом блоке.

2.3.4 Подключение ADS1255 в схему

На рисунке 2.23 изображена схема включения АЦП ADS1255 под разрабатываемое устройство. Так как гироскоп обрабатывается по двум осям, соответственно таких схем в устройстве будет две.

Рисунок 2.23 - Схема включения ADS1255

На входы 20 и 19 подаются сигналы готовности и исправности гироскопа B1 и F1 (для второго канала будет соответственно B2 и F2).

Конденсаторы C33 и C36 - стандартные фильтры сигнальной цепи 0,47 мкФ и 100 пФ, выполняющие роль ФНЧ. Они фильтруют наводки, которые могут поступать извне, всплески источника питания а также высокочастотный шум ОУ.

Конденсаторы C43 и C45 100 нФ и 10 мкФ - стандартные конденсаторы, фильтрующие питание.

Можно заметить, что на схеме присутствует три вида земель - AGND, AGND2 и DGND. AGND и AGND2 - аналоговые земли питания и сигнала соответственно. Их нужно разделять, что бы избежать влияние помех. Земли соединяются в общей точке через специальные разделительные фильтры. Об этом будет подробнее расписано ниже. Цифровая земля DGND обязательно должна быть развязана от аналоговой, что бы избежать влияния «грязной» цифровой земли на аналоговую.

На рисунке 2.24 изображены так называемые pull-up, или «подтягивающие» резисторы.

Рисунок 2.24 - Pull-up резисторы для управляющих сигналов АЦП

Подтягивающий резистор нужен, чтобы гарантировать на логическом входе, с которым соединен проводник, высокий уровень в случаях, если проводник не соединён с логическим выходом.

Их номинал выбран с тем условием, что бы обеспечить глушение «дребезга» при переключении сигнала, образую RC-фильтр с емкостью цифрового сигнала.

На рисунке 2.25 изображена схема подключения тактирующего сигнала CLK.



Рисунок 2.25 - Подключение сигнала CLK к АЦП.

Источник тактирующего сигнала находится в блоке процессорном, т.е. на другой плате, поэтому сигнал CLK у АЦП может «просесть». Что бы этого не допустить, нужно поставить буфер перед АЦП. Резистор R29 образует RC цепь, которая заглушает «дребезг», образующийся при переключение ключей источника сигнала.

В качестве буфера выберем микросхему высокоскоростного инвертора NC7SZ04M5X.

На рисунке 2.26 изображена схема включения сигналов гироскопа готовности и исправности

Рисунок 2.26 - Подключение сигналов готовности и исправности гироскопа к общим цифровым входам АЦП.

После подключения питания и начального запуска в гироскопе INL-CVG-G200 запускается две программы BIST, работающие во время эксплуатации.

Функция BIST - это TTL вывод напряжения постоянного тока, который помогает определить 80% поломок оборудования. Высокое напряжение (+2,4 В к +5 V DC входного напряжения) показывает, что гироскоп INL-CVG-G200 работает и выходные данные доступны. Если BIST выдаёт низкое напряжение (0…+0,4В), тогда выходные данные гироскопа INL-CVG-G200 недоступны. Пользователь имеет возможность проверить пригодность гироскопа INL-CVG-G200 с помощью двух управляемых тестов (FILT).

Функция FILT - это входной TTL сигнал постоянного тока, подаваемый пользователем. Этот сигнал вызывает выходной сигнал с выбранной оси, что позволяет контролировать всю электромеханическую передаточную функцию гироскопа INL-CVG-G200, а также его пригодность.

Благодаря объединению функций BIST и FILT обнаруживается 95% поломок гироскопа INL-CVG-G200. Если пользователь подает входное напряжение в диапазоне от + 2,4В до + 5В на контакт FILT, соответствующий выходной сигнал INL-CVG-G200 с контактов 17 или 10 уменьшится до -3В…-2В, или увеличится до +2В…+3В в случае контактов 8 или 15 разъема подключения гироскопа. В случае если входное напряжение на FILT равно нулю, или изначально не подсоединено, то выходной сигнал гироскопа INL-CVG-G200 - номинальный.

Как видно из описания гироскопа, выходные сигналы исправности имеют сигнал TTL напряжением до 5В. АЦП же работает с КМОП сигналами, напряжение которых составляет 1,8В. Поэтому сигналы гироскопа надо привести к одному уровню с сигналами АЦП. Для этого воспользуемся микросхемой ADUM3482BRSZ. Её схема включения для преобразования сигнала показана на рисунке 2.26

Рисунок 2.27 - схема включения микросхемы ADUM3482BRSZ.

Уровень выходного сигнала задается напряжением 1,8В. 3,3В и GYRO3,3 - напряжение питания микросхемы.

2.4 Расчёт питания схемы

2.4.1 Расчёт источника опорного напряжения ацп

АЦП измеряет напряжение сигнала, поступающего на дифференциальный вход, путём вычитания напряжения входов VIN = (AINP - AINN), и VREF = (VREFP - VREFN). Подаваемое напряжение опорное напряжение масштабируется внутри АЦП в два раза. Таким образом, для того, чтобы обеспечить динамический диапазон сигнала в 5В, нужно подать опорное напряжение 2,5В. Динамический диапазон опорного напряжение в 5В обусловлен тем, что входное напряжение сигнала не превышает 5В, т.к. используется ОУ с технологией Rail-to-Rail, т.е. максимальное выходное напряжение ОУ равно напряжению питания.

Шум опорного напряжения является очень важной характеристикой и может внести дополнительную погрешность в работу АЦП, если не уделить проектированию ИОН должного внимания. Первым шагом к снижения шумов в системе является использование источника опорного напряжения (ИОН) на стабилитроне, а не транзисторного источника опорного напряжения, величина которого определяется шириной запрещённой зоны используемого полупроводника. Использование стабилитрона помогает свести к шум к минимуму, потому что опорное напряжение на стабилитроне имеют шум на выходе порядка 100 нВvГц на 10 В. Однако, даже плотность шумов 100нВvГц может быть достаточно велика при работе с АЦП с большим разрешением. Особенно с АЦП 16 и более битов в полномасштабных диапазонах 5В или меньше. Например, шум в 100 нВvГц в 20-килогерцовой полосе при усилении -3 дБ в результате дает среднеквадратичное значение в 17,7 мкВ (100 мкВ от пика до пика), в то время, как один младший бит 16-разрядного АЦП в масштабной системы 5 В составляет около 76 мкВ. Такое напряжение шумов нежелательно, если надо получить высокоточный результат преобразования. Поэтому, в данном проекте нельзя использовать ИОН на стабилитроне [34].

Цепь опорного напряжения, оптимизированная для переменного и постоянного тока и выдает опорное напряжения со сверхнизким уровнем шума изображена на рисунке 2.28.

Рисунок 2.28 - Схема источника опорного напряжения [34].

Плотность выходного шума у этой схемы ниже, чем 1,5 нВ по опорному напряжению от +2,5 В до +10 В с током нагрузки 20 мА и более. D1 это 5-вольтовый транзисторный ИОН, который устанавливает базовое опорное напряжение схемы 2,5 В. В качестве микросхемы базового опорного напряжения используется LTC6655BHMS8-2.5#PBF. Её напряжение питания лежит в диапазоне от 3 В до 13,2 В, имеет низкий уровень шума 60 нВvГц на частоте до 100 Гц, нелинейность 0,025% и температурный дрейф 2ppm/°C.

С выхода D1 подается стабильное выходное напряжение 2,5 В ±500 мкВ на ФНЧ, состоящей из R1, C3 и C4. Особенностью этого ФНЧ является использование электролитических конденсаторов для достижения низкой частоты пропускания. Конденсатор С4 допускает утечку, производя небольшое падение постоянного тока через R2. Через конденсатор С1 проходит ток из-за небольшого падение напряжения на резисторе R2 в качестве эффективного потенциала смещения, которое порядков меньше приложенного значения 2,5 В. В результате, существует незначительное падение напряжение на резисторе R1 из-за утечки конденсатора и схема имеет низкую ошибку постоянного тока в качестве фильтра. Для значений R1 1 кОм, C3, C4 100 мкФ, усиление -3 дБ приходится на частоту 1,7 Гц, а фильтр уменьшает шум на частоте 100 Гц почти на 40 дБ.

Микросхема D2 выполняет функцию повторителя, построенного на операционном усилителе ADA4528, который мы рассмотрели ранее. Что бы сохранить низкий шум схемы, резисторы для D2 желательно брать с минимальным сопротивлением. Резисторы обратной связи R16, R17 служат для компенсации смещения резисторов R1 и R7, шунтирования по переменному току и устранения теплого шума. Резистор R18 ограничивает всплеск тока входного каскада D2.

2.4.2 Расчёт напряжения питания гироскопа

Следующим шагом будет обеспечение напряжением питания гироскоп. Напряжение питания гироскопа составляет ±5 В и +3,3 В. Уровень шумов по всем напряжениям питания не должен превышать 5 мВ в полосе до 10 кГц.

Что бы получить ±5 В и +3,3 В воспользуемся напряжением ±7 В, приходящим с блока процессорного. На рисунке 2.38 изображена схема преобразования и стабилизации напряжений ±5 В и +3,3 В из ±7 В.

В качестве преобразователя напряжения ±5 В применяется микросхема LT3032MPDE#PBF, а 3,3 В - ADM7150ARDZ-3,3.

Уровень шумов микросхемы LT3032 не превышает 20 мкВ в полосе до 100 кГц, что удовлетворяет требованиям к уровню шумов напряжения питания гироскопа.

Уровень шумов микросхемы ADM7150ARDZ-3,3 не превышает 10 нВ в полосе до 10 кГц, что удовлетворяет требованиям к уровню шумов напряжения питания гироскопа.

На рисунке 2.29 изображена схема включения преобразователя.

Рисунок 2.29 - Формирование напряжения питания гироскопа.

Схема преобразователя построена по технологии, описанной в технической документации на микросхемы. Единственным добавлением является добавление входных дросселей L1, L2 и катушки L5, которые выполняют функцию подавления помех и сглаживания пульсаций. Дроссель выбирается из принципа обеспечения максимальной индуктивности и минимального размера.

2.4.3 Расчёт напряжения питания АЦП и ОУ

АЦП ADS1255 имеет напряжение питания аналоговой части 5 В и напряжение цифровой части 1,8 В. Хотя, цифровую часть АЦП можно питать напряжением 3,3 В, но производитель рекомендует выбирать напряжение питания 1,8 В, т.к. в таком случае шумы будут минимально влиять на точность преобразования [33].

Операционный усилитель ADA4528-2 имеет напряжение питания 2,5…5В. Для обеспечения прохождения полного диапазона сигнала гироскопа и использования технологии Rail-to-Rail, ОУ должен иметь напряжение питания 5 В.

Для преобразования нужных нам напряжений, воспользуемся напряжением 7 В, которое поступает с блока процессорного.

На рисунке 2.30 изображена схема преобразования напряжение 7 В в 5В и 1,8 В.

Рисунок 2.30 - формирование напряжений 5 В и 1,8 В.

Микросхема D16 ADM7150ARDZ-5,0, является преобразователем входного напряжения 7 В в стабилизированное напряжение 5 В. Вся «обвязка» берется из технической документации на микросхему. Единственным добавлением является добавление входных дросселей L6, L7 и катушки L9, которые выполняют функцию подавления помех и сглаживания пульсаций.

Микросхема D17 ADM7150ARDZ-1,8 является таким же преобразователем, как и микросхема D16, только выходное напряжение у неё 1,8 В.

Особенностью данной схемы является формирование нулевого потенциала AGND и DGND. Резисторы R37 и R38 формируют делитель напряжения из 5 В в 2,5 В. ОУ D2B включен как повторитель напряжения, формировать высокое сопротивление на входе и низкое на выходе. В качестве ОУ используется ADA4528-2.

Формирование нулевого потенциала AGND требуется по следующим причинам. Гироскопа формирует выходное напряжение сигнала ±5 В относительно своей общей точки AGND. Использовать этот потенциал в качестве земли для АЦП, напряжение питания которого лежит в диапазоне 0…5 В нельзя, т.к. нельзя подавать отрицательное напряжение питания на АЦП. Поэтому в качестве общей точки для гироскопа используется потенциал AGND, а АЦП AGND2.

Формирование потенциала DGND требуется для того, что бы развязать сигналы аналоговой формы и цифровой.

2.4.4 Расчёт схемы согласование сигналов

Для согласования выходного сигнала АЦП и микропроцессора, расположенного на блоке процессорном нужно применить специальную микросхему согласования уровней, т.к. микропроцессор «понимает» сигналы напряжение которых 3,3 В. На рисунке 2.30 изображена схема согласования сигналов АЦП и микропроцессора.

Рисунок 2.30 - схема согласования сигналов АЦП и микропроцессора.

D13 - микросхема SN74LVC1T45, которая представляет собой одноразрядный преобразователь сигнала. Напряжение 3,3 В и +1,8 В являются напряжение питания микросхемы задают уровни выходных сигналов. Напряжение 3,3 В поступает с блока процессорного. Напряжение 1,8 В формируется в разрабатываемом модуле гироскопа.

Аналогичные схемы используются для сигналов DRDY каждого канала гироскопа.

2.5 Расчет конструкции модуля гироскопа

2.5.1 Конструктивное исполнение модуля гироскопа

Модуль гироскопа входит в состав блока управления гироскопом вместе с процессорным модулем. Общий вид модуля управления гироскопа представлен на чертеже общего вида в графической части.

Плата модуля гироскопа соединяется с платой процессорного модуля через четыре стойки диаметром 3,4 мм. К модулю гироскопа припаивается экран, изготовленный из материала, не пропускающего ЭМИ. Это сделано для предотвращения попадания помехи на проводящие участки платы, что может повлиять на входной и выходной сигнал модуля. Экран крепится к плате модуля гироскопа посредством припаивания к специальным участкам на плате. В экране есть отверстие под шлейф разъема XP2, который соединяет гироскоп, и плату модуля гироскопа.

Высота печатного узла не превышает 15,5 мм. Элементы устанавливаются с одной стороны. На второй стороне печатной платы расположен только разъем ХP1, который соединяет плату модуля гироскопа с платой процессорного модуля.

На плате присутствует скос со стороны разъема XP1. Это обусловлено конструктивными требованиями ко всему изделию ППНК.

2.5.2 Конструктивное исполнение платы

Печатная плата изготавливается из стеклотекстолита Kingboard Laminates 0,7 0,15 A N. Толщина фольги - 18 мкм. Препрег FR4 Kingboard Laminates.

Препрег - это композиционный материал-полуфабрикат. Используется для связи ламинированных слоев и образования жесткой многослойной платы [35].

Плата модуля гироскопа имеет 4 слоя:

- Top - слой проводников с верхней стороны платы.

- Bottom - слой проводников с нижней стороны платы.

- GND - «земляной» полигон для аналоговой части.

- GND1 - «земляной» полигон для аналоговой части.

Такое количество слоев обусловлено потребностью полностью «развязать» цифровые и аналоговые земли в модуле гироскопа.

Каждая печатная плата в системе должна иметь хотя бы один слой, полностью отведенный под заземляющую поверхность. В идеале двусторонняя плата должна иметь одну сторону, полностью отведенную под заземление и вторую - для различных соединений. На практике это невозможно, т.к. частично заземляющая поверхность, разумеется, должна быть удалена для отведения места под дорожки питания и сигналов, межслойные переходы и сквозные монтажные отверстия. Тем не менее как можно больше площади заземляющей поверхности должно быть сохранено, хотя бы 75 % необходимо оставить. После окончания предварительной разводки платы поверхность заземления должна быть тщательно проверена для того, чтобы убедиться, что не осталось изолированных островков заземления, т.к. выводы заземления микросхем, расположенные на таких островках, не будут иметь связи с заземляющей поверхностью

Системы, в которых интегральные микросхемы для поверхностного монтажа расположены тесно, будут иметь большое число соединений, поэтому здесь нужно использовать многослойные платы.

Расположение питающей и заземляющей поверхностей в соседних слоях обеспечивает дополнительную межповерхностную емкость, которая способствует высокочастотной развязке тока питания [36].

3. РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ

3.1 Расчет потребляемой мощности

Целью расчета потребляемой мощности является обоснование выбора марок интегральных стабилизаторов схемы питания и мощности резисторов и расчет потребляемой мощности устройством.

Потребляемая мощность по одному питающему напряжению [36]:

, (3.1)

где U - напряжение питания цепи,

- потребляемый ток k-ым элементом схемы.

Расчет потребления тока по питанию ±7 В, представлен в таблице 3.1.

Таблица 3.1 - Потребляемый ток элементами, по питанию ±7 В.

№ п/п	Наименование элемента схемы	Количество N, шт.	Потребляемый ток одним элементом, Iki, А	Потребляемый ток, , А
1	LT3032MPDE#PBF	1	0,01	0,01
2	ADM7150ARDZ-3,3	1	0,01	0,01
				0,02

Потребляемая мощность по питанию ±7 В.

Вт.

Расчет потребления тока по питанию 7 В, представлен в таблице 3.2.

Таблица 3.2 - Потребляемый ток элементами, по питанию 7 В.

№ п/п	Наименование элемента схемы	Количество N, шт.	Потребляемый ток одним элементом, Iki, А	Потребляемый ток, , А
1	ADM7150ARDZ-5,0	1	0,01	0,01
2	ADM7150ARDZ-1,8	1	0,01	0,01
				0,02

Потребляемая мощность по питанию 7 В.

Вт.

Расчет потребления тока по питанию 5 В, представлен в таблице 3.3.

Таблица 3.3 - Потребляемый ток элементами, по питанию 5 В.

№ п/п	Наименование элемента схемы	Количество N, шт.	Потребляемый ток одним элементом, Iki, А	Потребляемый ток, , А
1	ADA4528-2	3	0,002	0,006
2	INL-CVG-G200	2	0,01	0,02
3	ADS1255	2	0,007	0,014
4	LTC6655BHMS8-2.5	1	0,005	0,005
				0,045

Потребляемая мощность по питанию 5 В

Вт.

Расчет потребления тока по питанию 3,3 В, представлен в таблице 3.4.

Таблица 3.4 - Потребляемый ток элементами, по питанию 3,3 В.

№ п/п	Наименование элемента схемы	Количество N, шт.	Потребляемый ток одним элементом, Iki, А	Потребляемый ток, , А
1	SN74LVC1T45DBVT	3	0,000004	0,000012
2	ADUM3482BRSZ	1	0,012	0,012
				0,012012

Потребляемая мощность по питанию 3,3 В

Вт.

Рассчитаем потребляемую мощность устройством (без учета потребляемой мощности двигателем).

(3.2)

Вт.

Согласно ТЗ, потребляемая мощность модуля гироскопа не должна превышать 2 Вт.

3.2 Тепловой расчет стабилизаторов напряжения

Целью расчета является обоснование выбора радиаторов для интегральных стабилизаторов [37].

Рассчитаем рассеиваемую мощность стабилизатора LT3032MPDE.

. (3.3)

где U_INMAX - максимальное значение входного напряжения,

U_OUT - максимальное значение выходного напряжения,

- максимальный выходной ток,

-ток стекаемый в общую точку, равный 1,5 мА.

В результате расчетов формулы (3.3), значение рассеиваемой мощности равно 0,5 Вт.

Нагрев корпуса микросхемы в градусах Цельсия рассчитывается по формуле:

T_J = T_A + P_SIDE * и_JA. (3.4)

Где, T_A - максимальная температуры окружающей среды,

P_SIDE - мощность рассеивания корпуса микросхемы,

и_JA - тепловое сопротивление корпуса, равное 33 °С/Вт.

В результате расчетов формулы (3.4), максимальный нагрев корпуса микросхемы составляет 63,4 °C. Максимально допустимая температура корпуса DFN составляет 125 °C. Следовательно, для микросхемы LT3032MPDE нет необходимости в применении радиатора.

Рассчитаем рассеиваемую мощность стабилизатора 3,3 В

. (3.5)

где U_рас - падение напряжение на стабилизаторе,

- потребляемый ток k-ым элементом схемы.

Вт.

Мощность рассеивания корпуса SOIC составляет 0,5 Вт. Следовательно, радиатор для стабилизатора ADM7150ARDZ-3,3 не требуется.

Рассчитаем рассеиваемую мощность стабилизатора 5 В

Вт.

Мощность рассеивания корпуса SOIC составляет 0,5 Вт. Следовательно, радиатор для стабилизатора ADM7150ARDZ-5,0 не требуется.

Рассчитаем рассеиваемую мощность стабилизатора 1,8 В

Вт.

Мощность рассеивания корпуса SOIC составляет 0,5 Вт. Следовательно, радиатор для стабилизатора ADM7150ARDZ-5,0 не требуется.

3.3 Расчет компоновки блока управления

Все элементы модуля гироскопа размещены на одной печатной плате.

Произведем расчет площади печатной платы [17].

Исходными данными для расчета площади печатной платы являются габаритные размеры и установочные площади ЭРЭ и ИС, входящих в него (таблица 3.5).

Таблица 3.5 - Габаритные размеры и установочные площади ЭРЭ и ИС

Наименование	Тип, серия элементов	Кол-во элем-ов	Установочные размеры элементов, мм	Установочная площадь одного элемента, мм2
ИС	ADA4528-2 ADS1255 LTC6655BHMS8-2.5 LT3032MPDE ADM7150ARDZ-3,3 NC7SZ04M5X SN74LVC1G04MDBVREP ADUM3482BRSZ ADM7150ARDZ-5,0 ADM7150ARDZ-1,8 SN74LVC1T45DBVT	3 2 1 1 1 1 2 1 1 1 3	3Ч5 7,5Ч8,2 3Ч5 3Ч4 5Ч6,2 1,25Ч2 3Ч3 7,5Ч8,2 5Ч6,2 5Ч6,2 3Ч3	15 61,5 15 12 31 2,5 9 61,5 31 31 9
Конденсаторы	GRM21BR71E155KA88L GRM21BR71E335KA73L GRM31CR61A476ME15L GRM219R71C474KA01D К10-17в 50В 100пФ ±5% 1 В К10-17в Н90 0,01мкФ 1 В К10-17в Н90 0,1мкФ 3 В К53-68 "B"-16В-10мкФ±5% К53-68 "B"-16В-10мкФ±10% К53-68 "C"-10В-100мкФ±10%	4 8 25 3 5 2 30 9 2 14	2Ч1,25 2Ч1,25 3,2Ч1,6 2Ч1,25 1,5Ч1,3 4Ч2,9 4Ч2,9 3,5Ч2,8 3,5Ч2,8 6Ч3,2	2,5 2,5 5,12 2,5 1,95 11,6 11,6 9,8 9,8 19,2
Изделия соединительные	Розетка FH28-40S-0.5SH(98) Вилка СНП346-36ВП21-2 Розетка U.FL-R-SMT(01)	1 1 10	24,5Ч6,7 46Ч5,3 3Ч3	164,15 243,8 9
Резисторы	RG2012N-1371-P-T1-ND RG2012N-331-P-T1-ND RG2012N-103-P-T1-ND Р1-12-0,1 - 33 Ом ±5% - Т Р1-12-0,1 - 49,9 Ом ±1% - Т Р1-12-0,1 - 100 Ом ±5% - Т Р1-12-0,1 - 1 кОм ±1% - Т Р1-12-0,1 - 3,24 кОм ±1% - М Р1-12-0,1 - 10кОм ±1% - М Р1-12-0,1 - 47 кОм ±5% - М	8 4 2 1 7 3 4 2 1 6	2Ч1,2 2Ч1,2 2Ч1,2 2Ч1,25 2Ч1,25 2Ч1,25 2Ч1,25 2Ч1,25 2Ч1,25 2Ч1,25	2,4 2,4 2,4 2,5 2,5 2,5 2,5 2,5 2,5 2,5
Индуктивности	CTX100-3-R LQH66SN220M03L	4 5	15Ч15 6,3Ч6,3	225 39,7
УSiN, мм2	3010,1

Определение суммарной площади установки ЭРЭ и ИС на плате

. (3.6)

где S_i - установочная площадь i-ого элемента,

N - количество однотипных элементов,

К - коэффициент, учитывающий шаг установки ЭРЭ и ИС на печатную плату. Так как почти все элементы поверхностного монтажа и на плате будет большое количество связей, то значение коэффициента принимается К=4

S = 4•3010,1= 12040,4 мм².

Согласно конструкторскому ТЗ, плата модуля гироскопа должна быть одинакового размера с платой модуля процессорного и должна иметь размеры 138Ч128.

Площадь выбранной платы

S_п = 138•128 = 17664 мм².

Размер платы выбран правильно, согласно условию S_п>S.

Крепление платы в корпусе производится на четырех стойках высотой 3,4 мм.

3.4 Расчет собственной частоты колебаний печатного узла блока управления

Проведем расчет собственных колебаний ПП, по следующим формулам [38]:

. (3.7)

где а - размер между винтами крепления по большей стороне платы, 0,108 м;

b - размер между винтами крепления по меньшей стороне платы, 0,108 м;

с - плотность платы, 2·10³ кг/м³;

М - масса платы с элементами, 0,2 кг.

(3.8)

где m_ПЛ - масса платы;

m_эл-тов- масса элементов.

, (3.9)

где A, B - длинна и ширина платы. A=0,138 м, B=0,128 м.